氮化镓技术如何应用在服务器和电信领域？

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Gerald Deboy：英飞凌科技股份公司功率半导体和系统工程主要负责人

Matthias Kasper：英飞凌科技股份公司应用工程首席专家

摘要

本文将探讨 e-mode GaN HEMT 在服务器电源和电信等高功率应用中的优势，举列数据，说明在构建系统时以氮化镓(GaN)器件替代效果最为接近的硅器件，前者的领先优势有多大。文中还将深入探讨相应的拓扑、磁性选择和开关频率，以充分发挥下一代功率器件的优点。

1. 简介

已经面市的宽带隙功率半导体，在多方面都更为优胜，很多客户自然就想问：要是用宽带隙组件来构建系统解决方案，其密度和效率能提升多少？必须搭配更复杂的拓扑结构和控制方案的硅基解决方案，表现又能有宽带隙功率半导体的几成？

本文从服务器电源和电信两大应用领域着手，试图提出解答。

GaN HEMT 如果用于垂直功率器件，栅极电荷和输出电荷会比硅元件(MOSFET)低一个数量级。加上它几乎为零的反向恢复电荷，可以做到反向导通设备的硬换流。因此，使用氮化镓，就能配合更简单的拓扑结构，让控制方法更能在软开关和（部分）硬开关之间无缝切换。虽然低压和中压等级的硅基功率器件可以采用硬开关，但却不适用于超结器件这种 600V 级的主打技术，以免损耗和电压过冲。AC-DC 应用的设计者有三种效果仅次于使用宽带隙器件的选择：单端拓扑结构，例如升压换流器作为功率因数校正层级；通过相应的控制方法严格避免硬开关，如图腾柱 PFC 中的三角电流模式(TCM)操作；或者使用级联转换器结构，其中电压应力分布到几个串联的转换器层级。

单端拓扑的效率是其短板，而双升压等替代解决方案的体积或成本又常常不符理想。此外，级联解决方案

虽然在效率和密度方面都可达到目标[1]，但控制起来仍然不容易，或许只能用于大功率器件。

本文探讨了与上述效果最为接近的硅器件相比，GaN HEMT 具有的价值。

2. 器件概念

服务器和电信应用使用的超结器件，目前是以硅基材料为主流。说明 GaN HEMT 的优点之前，让我们先来看看这项技术的最新成果。

超结器件经过十多年的持续发展，导通状态电阻[2]不断减低，进而降低器件的电容，使器件开关更快。

图 1 显示，三代超结晶体管与 e-mode GaN HEMT 输出电容特性的发展趋势。图 2 则显示存储在输出电容中的能量。

虽然GaN在低电压时，输出电容明显较低，但输出电容所存储的能量与超结器件相对接近。由于这种能量在硬开关瞬变期间在每个开关周期中以热的形式耗散，因此该图明显显示，基于半桥的电路才是氮化镓的用武之地，并且只限于单端拓扑。

图3比较了输出电容所存储的电荷，这是软开关转换的关键参数之一。

在单端拓扑中，EOSS参数用于控制损耗机制，而基于半桥的电路则由存储在输出电容[3]中的电荷和反向恢复电荷控制损耗。虽然超结器件针对极低的EOSS品质因数(FOM)进行了优化，但GaN HEMT的QOSS FOM更为出色，第一代产品已经超出硅产品一个数量级。

3. 应用示例 应用示例

3.1 服务器电源 服务器电源

云端互联网服务、人工智能和加密货币的出现，激发全球数据中心的处理能力大幅增长。由于数据中心也面临电力和房地产价格上涨的压力，因此更高效而紧凑的服务器电源逐渐成为首选。新型电源不仅可以降低服务器的功耗，而且热耗更低，减少服务器散热等方面的二次开销。

通常，最先进的高效电源由无桥PFC级（如图腾柱级）和谐振DC-DC级（如LLC换流器）组成（见图4）。12V的输出电压多半使用中心抽头变压器，48V系统则应考虑全桥整流。服务器电源的规格如表1所示。

Table 1 服务器电源的规格

3.1.1   12V服务器电源

目前，数据中心运营商多数都在12 V DC输入端运行服务器板。在传统架构中，不间断电源(UPS)将在整个数据中心为两个独立的交流分配方案提供备用电源。在典型的服务器板中，两个AC-DC电源相互之间提供冗余，每个电源足以满足服务器板的全部电力需求。

为了降低运营成本，以及通过增加每个机架有效负载来节省资本支出，这样的需求将推动两大转变：首先，机架级的本地能量存储切断了来自功率流的UPS，其次，从基于服务器的电源转换到基于机架的电源，将冗余从1+1减少到n+1，从而节省成本。这两种趋势都有利于在给定的模块封装下提高输出功率。因此，本研究的重点是分析GaN HEMT对功率密度的益处。

使用无桥拓扑结构，在本例中硅开关和GaN HEMT采用的都是图腾柱配置。硅器件必须在TCM中操作，而GaN HEMT则可以选择不同的调制方案。在硬开关和软开关中操作GaN开关的能力允许图腾柱整流器以连续导通模式(CCM)、三角导通模式(TCM)或最佳调频(OFM)进行操作。OFM是电网周期内硬切换和软切换之间的无缝转换，这具体取决于功率电平和/或电网电压[4]。

图5比较了在TCM中操作的硅图腾柱整流器层级（包括EMI滤波器），和在TCM或CCM中操作的GaN图腾柱层级的优化结果。两种系统都对额定功率的50%进行了优化，并在额定工作电压下进行了评估。结果考虑了包括PCB在内的功率电子器件的体积以及元件之间的额外空气，不包括外壳和控制/辅助电子设备。结果清楚表明，基于氮化镓设计的性能更出色，在功率密度高时差距更明显。分析了使用氮化镓晶体管的设计后，表明TCM与CCM相比，前者在最高的功率密度范畴中具有优势。

同样地，LLC层级也对硅和氮化镓半导体进行了优化。结果如图6所示。可以看出，氮化镓同时提高了效率和功率密度。

最后，整个系统的优化结果如图7所示。结果包括所有电力电子元件、辅助电子器件、PCB以及20%的附加体积，增加这些体积是以防元件放置的位置空间不足。不包括连接器和带支座的外壳。

结果清楚地表明在给定的模块封装中朝向3 kW的路径，例如68 mm × 41 mm × 184 mm柔性槽尺寸，在此类封装尺寸中的输出功率几乎翻倍。现有解决方案在这种模块封装中的功率可达1600 W，与此相比，我们不仅将功率增加了近一倍，而且在不增加电源散热热量的情况下平均提高了4%的效率（见图8）。

3.1.2   48V服务器电源

人工智能开始广泛用于计算机科学，加上相应神经网络的训练，计算架构已从纯粹基于CPU的服务器转移到用途更专精、且具备极高并行数据处理能力的平台，例如采用GPU。由于这一趋势，现在每个机架的耗电量大约增加了两倍，即20 kW以上。耗电量如此高，已经无法继续以传统的12V配电线路来经济实惠地加以处理。以48V而不是12V进行机架内部的功率分配，这种解决方案未来将更为普遍。由于48V服务器电源针对总体拥有成本(TCO)进行了优化、主要针对应用，因此在这些系统中，GaN的性能完全是从效率的角度进行评估的。

比较时参考Prat = 3 kW的工业48V Si电源。该电源在额定功率的一半时的峰值效率为97.1%，功率密度约为33 W/in3。这类电源通常包括双升压AC-DC整流层级，然后是LLC。

作为改进的第一步，AC-DC层级可以改为具有一个高频桥臂的图腾柱整流器。要做到这一点，可以在高频桥臂中使用GaN开关（RDS(on) 25，最大 = 70 mΩ）并在低频桥臂中使用具有超低导通状态电阻的超结MOSFET。如前所述，GaN HEMT提供了不同调制方案的选择。

图9显示了CCM在额定工作电压(Vin = 230 V, Vout= 48 V)和50％功率水平下可实现的CCM操作Pareto前端。

提高AC-DC级效率的第二步有以下几种可能性：

• 在图腾柱中使用两个交错的高频桥臂

• 增加高频和低频开关的芯片面积

• 在TCM中操作图腾柱

分析不同方案的成本后，发现采用CCM控制交叉设置两个高频桥臂，成本效益改进最多。这使得每个高频桥臂的平均电流减少了2倍，其中有两个主要好处：

• 减少的RMS电流显著降低了每个高频分支（即电感器和GaN开关）中的传到损耗。

• 当高频电流纹波（峰值-峰值）超出平均电流两倍或更高时，就更容易达到自然ZVS，从而减少开关损耗。

性能改进如图9所示，覆盖不透明的Pareto前端。通过在整个网格周期内引入TCM来实现ZVS，可以增加芯片面积，进一步降低传导损耗。然而，这种做法相当昂贵，因为增加芯片面积，以及为了通过细绞线提高纹波电流而改进升压电感器会显著增加成本，控制也大为复杂，在所考虑的功率密度水平下，改善潜力仅达约0.1％。因此，CCM控制是高效驱动换流器设计的一种选择。

在LLC层级，也有几个改进选择。同样，优化流程是基于使用31mΩ快速体二极管超结器件的工业设计，开关频率相对较低。

作为第一项措施，初级侧半桥配备35mΩ GaN开关。利用开关上一个量级较低的Qoss电荷来优化调谐回路，系统效率可提高约0.3％，包括调整谐振频率和磁化电感。

除此之外，使用配有串联初级绕组和并联次级绕组的两个磁芯，将变压器配置改变为矩阵结构，可以进一步将效率提高0.3％。这种方法在转换效率方面的优势有：

• 将单个变压器配置的高输出电流在两个输出端之间分配。假设两种配置的终端电阻相近，使用矩阵变压器设置可以显著降低总终端损耗。

• 由于每个变压器中的电流较低，因此也会减少每个变压器中导致邻近效应损耗的电场。

• 使用两个同步整流层级让同步整流MOSFET损耗的空间分散，从散热而言特别有益。

矩阵变压器配置的输入串联-输出并联连接本身是稳定的，因为它可以保证在串联的初级端子之间平均分配初级电压，以及在变压器次级端子之间平均分配输出电流。必须注意降低每个变压器的漏电感，以免影响LLC的谐振。采取这个步骤，系统总成本仅略微增加。

为了进一步提高性能，变压器的次级侧可以从中心抽头变为全桥整流电路。一方面，这样可以改善变压器中铜的利用率，另一方面则可使用电压额定值较低的同步整流MOSFET，从而提升FOM。利用这种配置，可以进一步降低变压器和同步整流损耗，但系统成本会上涨。

通过将PFC（即，在CCM操作中采用70mΩ GaN HEMT的两个交错高频桥臂）和LLC层级（即，初级侧和矩阵变压器配置上的35 mΩ GaN HEMT）最具成本效益的性能改进方案相结合，总系统峰值效率可提高0.8%至0.9%，达到约98.2% - 98.3%。如果充分发挥所有可用性能改进方法的潜力，整个系统的效率可提高至98.5％，功率密度约为30至35 W/in3。

3.2 电信

云端互联网服务的快速增长不仅推动数据中心发展，同样也影响了电信基础设施。由于数据流量增加和对更高带宽的需求，连接移动世界和超大规模数据中心的电信基站变得越来越重要。由于现有的电信站点在5G推出过程中可能要服务多个天线，因此站点配电和整体功耗越来越受到关注。

虽然近年来电信应用中380V直流电源广为采用，但大部分电信设备仍然使用48V的电源，在大多数情况下是指具有抑制腐蚀的负电势。与前几章所述、输出电压固定的服务器电源相比，电信电源的输出电压范围通常为40V至60V，并且多半没有ORing MOSFET。另一个不同之处在于负载配置，即电信电源运行时的额定功率多半在30％到50％之间，而超大规模服务器电源运行时的额定功率一般则介于50％到70％。这导致了不同的优化目标，更加注重30％至50％负载范围内的效率。

接下来，将比较GaN HEMT与最佳的硅解决方案在3kW电信电源中，可达到的最高性能。所选的拓扑结构与服务器电源相同，由图腾柱PFC组成，它可以在使用GaN HEMT的CCM中运行，也可以在使用Si MOSFET的TCM中运行，然后是LLC DC-DC换流器。为此，两个系统都通过对50%额定功率的多目标优化进行了优化，并在输入电压为230V和输出电压为48V的情况下进行了评估。在GaN设计中，低频图腾柱返回路径开关除外，所有高压开关均为GaN HEMT，两种情况均为17mΩ C7 MOSFET (IPZ60R017C7)。LLC次级侧的低压开关是全桥整流器，在两种情况下都是80V OptiMOS 5 MOSFETs (BSC030N08NS5)，最多可并联三个器件。为了在系统中公平比较两种600V器件技术，而不是由于更大的RDS(on)值组合而有所偏颇，高压开关只采用70mΩ器件，即CoolGaN™(IGT60R070D1) 和 CoolMOS™ CFD7 (IPW60R070CFD7)。作为优化参数，器件最多可并联三个器件，从而产生70mΩ、35mΩ和23mΩ的有效RDS(on)值。在优化期间变化的其他参数与本文服务器部分中描述的参数类似，包括但不限于：PFC中的HF支路的数量、并联PFC和LLC层级的数量、矩阵配置中连接的变压器数量以及开关频率。

优化结果如图12所示，与最佳的硅解决方便相比，GaN HEMT在3kW电信电源中可实现的性能增益稳定保持在0.1％和0.3％之间。GaN在图中看不出来的另一优势，在于设计简单，因为GaN设计中的PFC层级采用CCM调制，比起需要检测零电流开关事件的TCM调制，所需的控制与测量更少。

结果表明，基于GaN的解决方案具有明显的系统优势，效率优势在0.3％的范围内，复杂程度明显降低。特别是PFC层级将使用CCM调制以固定频率的GaN器件运行，AC纹波一般较高，以促进自然ZVS开关至少部分地跨越正弦变化的输入电压和不同的负载条件。

在Si和GaN之间30…40W/inch3的值得展开商业开发的范围内，Pareto最优设计的一个主要区别在于PFC层级。硅的TCM调制会导致升压电感器电流波动较大、RMS值偏高。这需要将两个高频图腾柱分支交叉，以减少输入电流纹波并减小EMI滤波器的尺寸。相比之下，CCM控制的GaN PFC层级，只有一个HF图腾柱支路的设计在系统层面上不但可行，而且可以通过节省磁性元件等方面来推低成本。 在LLC层级，基于GaN-HEMT的设计用于软开关的磁化电流较低，并且延迟时间更短。另外，对于相同的磁化电流，可以在系统中加入更多并联GaN开关。两种替代方案都可以利用GaN减少在LLC层级的损耗。优化结果表明，硅基和氮化镓基的设计都受益于2级矩阵变压器配置，其中初级绕组为串连，次级绕组为并联。此外，全桥整流的效果好于中心抽头结构。基于Si的设计，其开关频率通常在100 kHz左右，而基于GaN的设计则为150 kHz。

4. 总结

应用研究表明，e-mode GaN HEMT能双双推高效率和密度，在高功率设计中具有明显的应用价值。

本文证明48V服务器的效率可以达到98.5%，12V服务器的密度超过80 W/in³，能大大节约运营成本和资本支出。它还表明，GaN具有硬开关功能，可使用更简单的控制方案，例如PFC中的CCM调制，同时与次优的Si替代方案相比性能更占优势。

欲知英飞凌CoolGaN™开关和专用GaN EiceDRIVER™产品组合的信息，请访问www.infineon.com/gan和www.infineon.com/gan-eicedriver。

参考文献

[1] M. Kasper、D. Bortis、G. Deboy 和 J. W. Kolar，“Design of a Highly Efficient (97.7%) and Very Compact (2.2 kW/dm3) Isolated AC–DC Telecom Power Supply Module Based on the Multicell ISOP Converter Approach”（基于多单元ISOP变换器方法设计高效(97.7%)且非常紧凑的(2.2 kW/dm3)隔离式AC-DC电信电源模块）； 《IEEE电力电子学报》，2017年10月，第32卷，第10期，第7750-7769页。

[2] F. Udrea、G.Deboy 和 T. Fujihira， “Superjunction Power devices, History, Development and Future prospects”（超结电力器件之历史、发展和前景）；《电子器件学报》，2017年3月，第64卷，第3期，第713-727页。

[3] G. Deboy、O. Haeberlen 和 M. Treu， “Perspective of loss mechanisms for silicon and wide band-gap power devices”（探讨硅和宽带隙功率器件的损耗机制）；《CPSS电力电子与应用学报》，2017年6月，第2卷，第2期，第89-100页。

[4] D. Neumayr、D. Bortis、E. Hatipoglu、J. W. Kolar 和 G. Deboy，“Novel efficiency-Optimal Frequency Modulation for high power density DC/AC converter systems”（用于高功率密度DC / AC换流器系统的新型效率最佳调频，）； 2017年IEEE第三届国际未来能源电子会议暨ECCE亚洲研讨会(IFEEC 2017 - ECCE Asia)，高雄，2017年，第834-839页。）