心电信号

心电信号是人体心脏的心脏细胞的细胞膜产生的电势差，心房和心室肌在静止的间歇中，由于细胞内外离子(包括K＋，Na＋，Ca2＋，cl-等)浓度差别很大，处于“极化状态”。一旦受到自搏细胞传来的激动，这极化状态便暂时瓦解，在心电图上称为“除极”(有少数学者称为“去极”)，由此产生心电活动。心房肌的除极在心电图上表现为P波，心室肌的除极表现为QRS波群。当然在一次除极后，心肌又会恢复原来的极化状态，此过程称为“复极”。复极过程远较除极缓慢，电活动所产生的振幅也较低。心房的复极在P—R段上，一般很不明显(唯有在右心房扩大时，P—R段轻度压低)。心室肌复极则表现为心电图上的ST段及T波。细胞膜电位变化如下图所示。

细胞膜激动时产生的电位如下图所示。

在除极过程中，Na+内流，K+外流，形成反向电势差，电位突变产生脉冲信号。同时会传导下去，形成电流信号。传导完成后细胞膜复极，缓慢恢复到初始期。

从人体体表采集到各心肌细胞的动作电位叠加后形成如下图所示的心电信号。

叠加后的信号就是看到做QRS波，如下图所示。

心电信号主要特点如下所示。

• 频率：0.1~200 Hz

• 电压：0.1~2 mV

• 阻抗：10~30k ohm

心电图中的每一个心动循环周期由一系列有规律的波形组成，它们分别是P波、QRS复合波和T波，而这些波形的起点、终点、波峰、波谷、以及间期分别记录着心脏活动状态的详细信息，为心脏疾病的诊断提供者重要的分析依据。正常的人在正常情况下，心动周期为0.80s左右，即ECG信号的周期为0.80s左右。

• P波：由心房的激动所产生，后一半主要有左心房产生。正常的P波历时0.08s到0.11s，其波形小而圆。

• QRS复合波：反应左右心室去极化过程的电位变化。QRS波群是心电图中变化最为激烈的波段，由三个紧密相连的波组成，第一个为波形向下的Q波，接着是波形向上的高而尖的R波，最后一个是向下的S波。QRS波群一般历时0.06s到0.10s，其波形的幅度变化比较大。

• T波：代表心室复极化过程的电位变化。是继S波后的一个振幅较低的波，波形呈现扁平形状，在R波为主的心电图上，T波不应太低。

• U波：位于T波之后，代表心室后继电位，同T波方向一致，幅度较T波低，有时波形不明显。

同时可以将ECG信号分为几个典型间期和典型段，如P-R段、P-R间期、QRS间期、S-T段和Q-T间期。

测量原理

采集体表人体信号时，以人体心脏为中心，以人体体表为2D肢体导联平面，以人体额面（切面）为2D胸导联平面，进行电信号采集。如下图所示。

心电图12个导联包括6个肢体导联（Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、aVR、aVL、aVF）和6个胸导联（V1~V6）。肢体导联包括标准双极导联（Ⅰ、Ⅱ和Ⅲ）和加压导联（aVR、aVL和aVF）。

由于心电信号为矢量信号，所以其是由两个点产生的电势差。标准双极导联的测量原理如下所示。

• I:LA-RA

• II:LL-RA

• III:LL-LA

可以得到：II = I + III。

标准双极导联连接方式如下图所示。

加压导联连接位置如下图所示。

加压导联也可由标准双极导联推算出来，计算公式如下所示。

• aVR：RA-(LA+LL)/2=(I+II)/2

• aVL：LA-(LL+RA)/2=I-II/2

• aVF：LL-(LA+RA)/2=II-I/2

加压导联采集到的电信号如下图所示。

正常情况下，各肢体导联的心电信号如下图所示。

肢体导联心电信号

胸导测量方式如下图所示。

胸导联是将LA、RA、LL的电压平均形成WCT（威尔逊中心点），再与胸部电极做差变成胸导联信号。正常信号如下图所示。

胸导心电信号

胸导联测量公式如下所示。

• Vx：V[x]-(LA+RA+LL)/3

如果已知I、II导，可推出V导公式。Vx=V[x]- (LA+RA+LL)/3=(V[x]-RA)-(I+II)/3。则V导可通过采集Vx’= (V[x]-RA)的值，Vx’与采集到的I、II进行计算得到。

通常情况下，右心房可在导联线aVF中得到最佳展示，而右心室则可在导联线II中得到最佳展示。多数心电图系统并不采用三个同步导联线检测电路或算法，结果使左心室导联线最难捕获。因而有时最好用其中一个V导联线来检测^1。

ECG噪声来源

人体的心电信号是一种非平稳、非线性、随机性比较强的微弱生理信号,幅值约为毫伏(mV)级,频率在0.05-100Hz之间。

心电信号的干扰主要有以下三种:

• 基线漂移,一般是由呼吸和电极滑动变化所异致的,频率一般低于1Hz,其表现为变化比较缓慢的类正弦曲线，对心电波形中的ST段识别影响较大。基线漂移的频率很低，其范围为0.05Hz至几Hz，主要分量在0.1Hz左右，而心电信号的P波、T波及ST段的频率也很低，其范围为0.5Hz至10Hz，两者的频谱非常接近，在消除噪声的同时，不可避免地对心电信号成分造成一定的损失。

• 肌电干扰,它是由人体肌肉颤抖产生不规则的高频电分扰所导致的,其频率范围很宽,一般在10-1000Hz之间,严重的肌电干扰信号频率在10～300Hz之间，其频谱特性接近于瞬时发生的高斯零均值带限白噪声。

肌电干扰波形

• 工频干扰,主要来源于工频电源以及器件周围环境中的传输线辐射出的电磁场,频率为50Hz或60Hz,在ECG上出现为周期性的细小波纹,其频率成分主要为工频频率及其谐波

工频干扰波形

各个干扰的滤波说明：

• 对于基线漂移，由于ST段的频率也很低，无法使用低通滤波器去除基线漂移。

• 去除工频干扰，可以通过硬件滤波和软件滤波实现，使用50Hz和60Hz的陷波器。

还有其他类型的干扰，比如电极位移干扰和电极接触噪声，电刀干扰（高频干扰，采样频率在250Hz-1000Hz之间，它的频率大约在100KHz到1MHz之间，它的幅值约是心电峰峰值的200倍，维持时间为1s-10s）。

对于去噪声可采用多种方式，心电信号干扰和噪声抑制可以通过模拟硬件滤波和数字滤波加以解决。

• 基线漂移

• 硬件滤波设计，采用模拟高通滤波器对低频的基线漂移有一定的抑制作用；

• 软件滤波设计，采用滤波法、分段三次函数纠正法、分段抛物线纠正法、IIR线性相位滤波器法和小波变换等方法可以有效抑制基线漂移。

• 肌电干扰

  肌电干扰的抑制措施一般采用四点平滑数字滤波算法实现。

• 工频干扰

• 右腿驱动电路，临床实践证明可以将工频干扰衰减到1%以下；

• 带阻陷波器电路，将带阻陷波器的中心频率设置为50Hz；

• 数字平滑滤波算法。

• 采用Levkov滤波、NOrcll滤波、多阻带陷波器、零相位滤波和自适应滤波等数字滤波器。

• 电极接触噪声和电极移位干扰

  对于电极接触噪声和电极移位干扰，从其形成原理来看，只要在检测前清洁肌肤，然后使用一次性心电电极就可以消除，不需要增加额外电路和算法来处理这些噪声和干扰。

• 电子设备产生的高频仪器噪声

  对于电刀干扰，由于频率很高，可以使用高通滤波器。使用电刀时，由于电极接触人体，电刀和人体所接触的金属平面会产生高频电流，会通过传导和辐射干扰心电信号。除了硬件、软件上使用高通滤波，在导联线上也需要埋入电感滤除高频干扰。

另外，在电路设计的时候，对心电模拟前端（特别是前置放大器）增加屏蔽罩是很有必要的减少干扰的手段。

Ti关于ECG专门有视频介绍[^2]

ECG信号提取——前置滤波电路

由于ECG信号很微弱，处于mV级别，还有很多干扰信号，所以采集信号时需要进行滤波和放大处理，然后使用模数转换。为了滤波高频干扰和工频噪声，需要使用低通滤波器和陷波器抑制噪声，有时也要使用高通滤波器滤除低频噪声。信号滤除干净后有两种处理方式：

• 放大后进行ADC处理

• 使用高精度ADC采样

前者将信号放大几百倍，满足ADC的输入范围，这种情况用于低分辨率的ADC，比如16bit，大部分使用独立器件堆叠电路。

后者直接获取微弱信号，使用高分辨率ADC（一般为∑-ΔADC），比如24bit，精度可达到uV，一般使用集成器件。

在进入ADC之前的处理称为模拟前端。

根据ADI官网介绍，ECG信号的采集方式分为：交流耦合和直流耦合。具体资料见^1

ECG测量的基本电路框图如下所示。

ecg基本电路

其原理可以参考ECG信号内容。

一般其技术指标类似：

1. 输入阻抗：≥5MΩ

2. 输入偏置电流：<2nA

3. 等效输入噪声：<30uVpp

4. 共模抑制比：50Hz正弦信号的共模抑制比≥90dB

5. 耐极化电压：±300mV

6. 漏电流：<30uA

7. 频带：0.05～100Hz

采集心电信号时，使用电极片贴在人体上，再连接到板卡上，通过滤波、放大后进入ADC，最终转换为电压信号。由于人体信号微弱，且人体存在一定的电阻，所以电极片与人体间会有极化电压^2；另外导联线通常是屏蔽线缆，线缆过长会有线缆阻抗，出现共模电压和差模电压，导致信号有直流量，影响放大电路的输入电压。故前端电路首先要处理的就是干扰、共模和差模信号，然后才是放大信号。

前置滤波多使用RC电路，根据ECG信号频率，可知心电信号截止频率为0.1Hz~200Hz处，通常将通带范围设定在该区域就可以保证获取到正常的心电信号。但是心电监护测量参数不仅仅包含心电信号，还有pace检测和呼吸波（呼吸阻抗测量）。

Note:
人体呼吸运动时，胸壁肌肉运动导致胸廓交替变形，肌体组织的电阻抗也交替变化，  
变化量约为0.1ohm~3ohm，称为呼吸阻抗。

pace信号为起搏器（pace maker)所产生，形态上为脉冲信号，宽度为0.1ms~2ms，频率约为500Hz~1kHz。

呼吸阻抗测量通常使用交流载波10kHz以上的信号。

综上，需要考虑是否需要测量pace和呼吸波，据此可以得出前置滤波电路截止频率设定一般为200Hz、1kHz、10kHz、30kHz、50kHz等。

使用TI TINA进行RC仿真，电路如下所示。

LPecg

仿真结果如下所示。

LPecgresult

可见三者截止频率（-3dB）分别为：2.37kHz，88kHz，4.8kHz。

第一个使用二级RC滤波电路，需要测量pace信号。

第二个使用一级RC滤波，需要测量pace和呼吸波。

第三个使用一级RC滤波，需要测量pace信号。

可见对于高于100kHz的信号均有抑制作用。

pace信号检测

标准对需要捕获的起搏器信号的高度和宽度等具体要求有所差异^3。

• AAMI EC11:1991/(R)2001/(R)2007

• EC13:2002/(R)2007, IEC60601-1 ed. 3.0b, 2005

• IEC60601-2-25 ed. 1.0b

• IEC60601-2-27 ed. 2.0, 2005

• IEC60601-2-51 ed. 1.0, 2005

IEC60601-2-27规定：

设备须能够显示存在幅度为±2 mV至±700 mV、持续时间为0.5 ms至2.0 ms的起搏器脉冲的心电图信号。显示屏上的起搏器脉冲应清晰可见，折合到输入端(RTI)的幅度不得小于0.2 mV；

AAMI EC11则规定：

设备须能显示存在幅度为2 mV至250 mV、持续时间为0.1 ms至2.0 ms、上升时间少于100 µs且频率为100 脉冲/分的起搏器脉冲的心电图信号。对于持续时间为0.5 ms至2.0 ms（幅度、上升时间和频率参数如上一句所规定）的起搏器脉冲，必须在心电图中显示该起搏器脉冲；显示屏上应予以清晰的展现，折合到输入端的幅度不得小于0.2 mV。

因为pace信号中心频率为5kHz，为了拾取pace信号，带宽不能太低。若不需要pace信号，可以降低带宽到200Hz。

对于pace信号，选择5kHz之前的需要对pace信号进行放大处理，因为会被低通滤波器衰减。不过pace脉冲可达100mV，即使被衰减也不会比心电信号还难拾取，例如上图中2.5kHz截止频率造成pace信号变弱为0.22*100mV=22mV，但是考虑到小幅度的pace信号还是要考虑后级放大处理，同时也要抑制原始ECG信号防止被放大从而干扰pace检测，这也决定了通过硬件上检测时要使用带高通性质的微分电路^4。

使用微分电路的优点：

• 滤除原始心电信号

• 检测脉冲上升沿和下降沿，而不是电平

• 隔离直流信号

能检测出脉冲波的形态，检测电平有可能会是阶跃信号，而阶跃信号不能识别为pace。

Note:
最小pace信号：100us/2mV
最大pace信号：2ms/700mV或者2ms/250mV

 

工作原理

具有放大功能的微分电路如下所示[^5]。

 

高通的截止频率由C1和R1决定，C2进行相位补偿，R2调节比例。其中C1也可以称为“隔直电容”，用于通交流阻直流。脉冲信号的交流部分通过，直流部分被抑制。

在后面使用双路阈值（窗口阈值）比较电路进行输出（双阈值表示上升沿阈值和下降沿阈值），如下图所示。

 

使用2mV/100us的方波进行仿真简单的微分电路（高通滤波器），如下图所示。

 

高通波形

微分电路仿真结果

在方波上升沿和下降沿都有电容放电现象，结果为斜波。下降/上升的时间与RC（时间常数）有关。

分析比较电路。V1>V2。Vout>V1时，输出低电平。Vout<V2时，输出低电平。V2<Vout<V1时，输出高电平。平时输出高电平。可见检测的是“尖尖”。当然如果放大倍数过高，可能“尖尖”会被削顶。需要考虑的是“尖尖”的宽度是否能被比较器检测到，以及太宽后导致比较器一直输出高电平，两者或多或少都会对判断产生影响。

从图上所示，经过高通后波形会变为负的，中心电平为0V。为了方便电路使用单电源给运放供电，需要将电平拉高到0V以上，放大到负电压时会强制拉低。

假设运放为3.3V供电，则偏置电压选为3.3V/2=1.65V能保证输入范围最大。假设最小信号放大A倍，则最小信号放大后的输出电压为：A*±2mV+1.65V。当A=825时，最小信号会放大到3.3V和0V，从上图可知在低电平地方宽度会大一些，可以将放大倍数提高，因为比较器可能无法捕捉到小脉宽的信号。

完整的仿真电路如下图所示。

pace检测电路

设定的阈值为2.7V/2.3V。

对2mV/100us脉冲进行时域仿真，结果如下图所示。

pace检测电路仿真结果

在低于2.3V后输出低电平，之后高于2.3V时输出高电平。

其幅频特性如下图所示。

pace检测电路幅频特性

最大放大倍数为44.38dB=165，最小电压为2.5-165*2m=2.17V，与仿真结果相差不大。

仿真原始文件见^6。

器件选择

阻容

使用1%精度电阻，同时需要左WCA分析（Worst Case Analysis），看最差情况下的阈值范围。

运放

小信号的pace幅度只有2mV，大信号有700mV，采用放大电路放大该斜波输入信号，则SR（压摆率）=V/t。放大电路中运放需要高带宽，高压摆率。

pace为高速信号，故宜采用高速比较器，同时tail-to-tail。

第二种电路

完整电路如下图所示。采用双电源供电，能保证负脉冲信号能检测导。

pace检测电路2

同样，仿真结果如下图所示。

pace检测电路2仿真结果

幅频特性如下图所示。

pace2检测电路幅频特性

最大放大倍数为46dB=200，最小电压为2.5-2m*200=2.1V，与仿真结果相差不大。

仿真原始文件见^7。

第三种电路

使用单电源，但是信号来源于PGA的输出。基本电路如下图所示。

image-20210208235549979

后面是将U2运放作为比较器使用，故当VM2为负电平时无法起到放大作用，而输出0（低电平）。该电路只能检测出pace信号上升沿，不能检测下降沿。R5为了保证输入信号平衡，为R4||R6=4.1k。

VM2处信号的幅频特性如下图所示。

image-20210208235938981

最大放大倍数为48.48dB=265，最小电压为2m*265=0.53V，与仿真结果相差不大。

仿真原始文件见^16。

抗工频干扰

工频干扰来自常规用电中的交流电。由于市电为交流电，所有使用市电的设备都会与人体产生同频的干扰，导致干扰会通过导联线进入系统。如下图所示。

 

市电网络与人体，人体和大地都有等效电容存在，而市电为交流，则人体上会有分压，频率与市电一样。其产生的微弱电流为“位移电流”。

以单导测量为例，分析“位移电流”的影响。如下图所示。

 

位移电流idb会造成共模电位Vc=idb*ZG，该共模电压为Vc，阻抗为Zin。两个电极位置的阻抗分别为Z1和Z2，则Vout计算公式如下图所示。

 

先后为差模电压放大Gd倍，然后是屏蔽电缆共模差压放大Gd倍，最后是差分信号放大Gd倍。

从公式中可知，Vc对输出有影响，其与运放的CMRR有关，与电极位置的阻抗和运放的输入阻抗有关。为了减小影响，可以做以下措施：

• 提高CMRR

• 提高输入阻抗

• 降低电极位置的阻抗差异

对于浮地设备，电缆也会引入干扰。如下图所示。

 

假定：引线1中的电流是id1，引线2中的电流是id2，接地回路的电流=id1+ id2。因Z1和Z2的不一致而转变为差模电位：V+ –V- = id1Z2 – id2Z1= id (Z2 –Z1)。为了降低电缆造成的干扰，可以做以下措施：

• 降低电极位置的阻抗差异

• 降低id，将屏蔽线接地

电缆上得分布电容C1、C2一般为100pF/m。

如果直接使用市电供电，一定会引入工频干扰。

针对措施有以下几种：

屏蔽驱动

电缆的干扰是由于市电与电缆，电缆和地之间有等效电容（屏蔽线接地），产生感应电流（或者也可以是电容分压）。如下图所示。

 

加入共模电压为Vc，如下图所示。

 

由于Rs、C不一样，导致进入运放得Uic1和Uic2不一样，产生差模电压Uid。其产生原因如下图所示。

 

在屏蔽线上得电压因为Rs、C不一样而不同，产生了电流ic（即id），导致输入电压不同。计算公式如下图所示。

 

其分母为共模电压。

通过屏蔽驱动，将中心电平 反馈导屏蔽线上，使分布为心电信号。如下图所示。

 

最终，分母为Uid（Uic+Uid/2-Uic=Uid/2），即心电信号，极大得降低了因分布电容和电阻不同导致得差模电压，消除了共模电压产生得差模电压。

屏蔽驱动是将差分输出的中心电压通过缓冲输出导屏蔽现上。

右腿驱动

右腿驱动电流消除人体“位移电流”产生的影响。原理图如下所示。

 

人体 位移电流产生的共模电压Vc，通过放大电路反向放大后输出Vo，其相位与Vc相反，从而达到抵消的作用（电流也是相反）。上图的等效公式如下所示。

 

具体工作原理可参考[^8][^9]。

一般将屏蔽驱动的输出给右腿驱动的输入，进行反向放大。

使用过程中，要考虑整个系统因为屏蔽驱动和右腿驱动构成了二级反馈闭环系统，整个系统存在稳定性问题。其中右腿驱动电路为放大电路，需要做好相位补偿和稳定性分析。

TI提供了屏蔽驱动和右腿驱动的仿真电路，见[^10]

电气隔离

使用隔离变压器、隔离放大器、光耦，将市电与板卡隔离，可以有效的降低工频干扰。

等效输入阻抗

输入阻抗是指一个电路的输入端的等效阻抗。可以理解为在输入端加上电压源U，测量输入端电流I，输入阻抗Rin就等于U/I（将所有电路元件作用的效果总和，等效到一个电阻Rin上）。

等效输入阻抗对于前级电路的滤波电容有一定的要求，这个要根据标准要求进行合理设置。根据标准要求，单端输入阻抗要大于2.5Mohm@（0.67~40Hz，交流阻抗）。由于RC后级电路的阻抗一般很高（100M以上），故输入阻抗跟小值相关，即与RC有关，则输入阻抗为Rf+Cf=Rf+1/2ΠfCf≥2.5M，则Cf≤1/（2.5M-Rf）2Πf≤1/（2.5M*2Πf）=0.0016uF=1.6nF=1600pF，即使预留一倍空间也是800pF（其中不考虑Rf可以算小值）。

故RC电路的电容总值不能高于1600pF。

输入阻抗的要求对运放的选择进行了限制，因为心电信号微弱，人体阻抗高，所以必须用高阻抗的运放才可以分压分到足够多。一般使用仪表放大器。

抗除颤

除颤信号功率很大，会直接通过导联线进入系统，为了保护后端电路，有两种方式：

• 导联线接口上埋入抗除颤电路

• 板卡上在导联线接口出按照氖管

原理上都是尽量吸收掉除颤电流，前者通过电阻发热消耗掉，后者通过电容储能。

EC13关于除颤测试电路如下图所示。

 

C=32uF L=25mH R+RL≤11ohm RL为DC的内阻。

测试步骤：Charge the capacitor to 5000 V, with switch S1 in position A and switch S2 closed. Discharge is accomplished by actuating S1 to position B for a period of 200 ± 100 ms. The capacitor must be disconnected to remove residual voltages and allow recovery to commence. The discharge test is applied at 20 s intervals in those cases where more than one discharge is indicated 。

先S1拨到A，然后拨到B放电。测试过程中S2始终闭合保持10Hz信号源短路（用于多次除颤后测试设备是否正常的信号源）。持续100~300ms，间隔20s。

除颤电阻的选择

使用抗除颤电阻时，使用该电路仿真^15，计算除颤电阻的功率。仿真图如下所示。

 

使用时控开关控制电源，从结果可以看出在抗除颤电阻R4上有个脉冲波形，产生了脉冲电流和电压。峰值功率为30W，峰值电压达到1.72kV，脉冲时间大概为20ms。电阻必须能耐受这样的条件，否则无法满足要求。

由于波形近似为三角波，需要等效为脉冲方波（一般Datasheet中会有脉冲方波与峰值功率的对于曲线）。等效原理如下图所示。

 

其他波形等效如下图所示。

   

示例中时间常数t=7.15ms，故等效脉冲宽度T=7.15ms/2=3.575ms。

峰值功率为P=(1.72kV)^2/100k=29.584W，仿真结果为30W。

则100k电阻需满足：1.72kV/3.575ms脉宽的脉冲信号峰值功率能达到30W。

若考虑降额，比如以60%为准。则脉冲电压为1.72kV/0.6=2.87kV，脉冲功率为30W/0.6=50W。

详细说，可参考^11。

陶瓷气体放电管的选择

除颤脉冲信号峰值电压为5kV，可选择陶瓷气体放电管（氖管）将电压降低到几十伏，然后通过钳位二极管钳位到电源电压。（陶瓷气体放电管^12英文名称为Gas Discharge Tubes）

一般来说，当击穿电压超过系统绝缘的耐电强度时，放电管被击穿放电，从而在短时间内限制浪涌电压及减少干扰 能量。当具有大电流处理能力的弧光放电时，由于弧光电压低至几十伏，可以防止浪涌电压进一步上升。气体放电 管即利用这一自然原理实现了对浪涌电压的限制^13。

GDT电容容量一般为pF级别，将仿真文件中的100k电阻换成1pF电容，仿真得电容两端得脉冲信号最大值为700V/19.6ms，该值为需要考虑得脉冲击穿电压。

由于GDT最终电压会在10~35V，此时需要考虑该电压与系统电压差造成得最终电流，是否会导致弧光放电状态持续，弧光放电持续会导致GDT处于“短路”状态（弧光形成形成通路）。

在快速脉冲冲击下，陶瓷气体放电管气体电离需要一定的时间（一般为0.2～0.3μs，最快的也有0.1μs左右），因而有一个幅度较高的尖脉冲会泄漏到后面去。若要抑制这个尖脉冲，有以下几种方法：a、在放电管上并联电容器或压敏电阻；b、在放电管后串联电感或留一段长度适当的传输线，使尖脉冲衰减到较低的电平；c、采用两级保护电路，以放电管作为第一级，以TVS管或半导体过压保护器作为第二级，两级之间用电阻、电感或自恢复保险丝隔离^14。

由于除颤仿真电路一样，可知GDT得脉冲击穿电压在600~800V之间。而直流击穿电压应该大于系统电源电压，否则会导致其直流击穿导通。TVS管选择直流击穿电压作为反向击穿值，钳位电压为系统电源电压，防止直流情况下GDT直流击穿导通。

交流耦合

交流耦合电路使用分立器件，使用电容的隔直功能将心电信号提取出来。基本架构如下图所示。

交流耦合建构

信号通过抗除颤、抗静电保护，经过低通滤除高频干扰，进入全差分放大电路低倍放大后，使用高通滤除低频干扰，然后经过高倍放大，最后进入低精度ADC转换为数字信号。

由于使用了电容的交流耦合功能，对于低频的肌电干扰、工频干扰和基线漂移抑制作用较低。因为高通的截止频率设置的为心电的最低频率0.1Hz左右，对于50Hz/60Hz、1Hz这种信号无法滤除，电路本身的缺点导致信号的质量不佳。

上面的架构，为了提高信号质量，也要做屏蔽驱动、右腿驱动电路，甚至需要做WCT（威尔逊中心点）。

使用TI-TINA对该架构进行仿真，如下图所示。

交流耦合仿真电路

将皮肤阻抗，线缆分布电容、电阻都考虑在内，使用屏蔽驱动和右腿驱动，通过差分放大（此时输出的信号为直流耦合信号），经过大电容耦合（此时为交流耦合信号），最终经过高倍放大输出信号。

差分放大11倍，后级放大80倍，总共880倍。

使用真实信号进行仿真，结果如下图所示。

交流耦合仿真电路-结果

VG1为共模工频干扰，经过屏蔽驱动和右腿驱动后输出反相信号VF2，正好与VG1抵消。从结果上看工频干扰已被滤除，心电信号经过前级匹配电路时有衰减，但是经过后级放大，信号范围为：2~4V，已达到常规ADC的识别范围。

再来分析下CMRR，将差分的正相、反相输出短路，使用VG1作为共模输入信号，仿真VF1的频率特性，对右腿电路中的RG进行扫描仿真（设置值范围为100K~10M）。如下图所示。

交流耦合仿真电路-CMRR结果

可见，对于1kHz以下的信号，CMRR<-100dB，抑制能力很高。

下面对稳定性进行仿真（将屏蔽驱动去掉），如下图所示。

交流耦合仿真电路-震荡

可见，使用初始条件（1mV）进行仿真会出现震荡，说明右腿不稳定。

给右腿加上相位补偿后，如下图所示。

交流耦合仿真电路-补偿后不震荡

通过稳定性分析，如下图所示（这里使用[^4]的仿真方式，与TI教程中所述不同，后续会对稳定性分析进行说明）。

交流耦合仿真电路-稳定性分析

Aol与1/β的幅频曲线滚降差值小于40dB/Decade，系统为稳定状态。至于相位补偿的值可以参考[^2]来设定。

对于消费类电子，上面的优化可以省略，右腿驱动直接接地，然后对地取各肢体导联的信号，最终通过加减法算出通道的值。

交流耦合建构2

在ADI的文档中如下图所示。

交流耦合电路

该消费类对于干扰抑制较低，只有在平静且空旷的环境或者家居环境下才能达到较好的效果。

交流耦合电路需要将心电信号放大到MCU内部ADC的识别要求，一般需要放到800~1000倍甚至更高，以达到ADC采样要求。当然放大倍数越高导致噪声放大越高，共模抑制比相应降低，而低精度的ADC转换后的信号质量也会降低。

直流耦合

直流耦合电路相对来说简单许多，其通过保护电路后，直接经过低通滤波，然后进入集成芯片中。

直流耦合建构

当然，集成芯片内部的电路架构跟交流的相似，都是内部差分放大、内部WCT和RLD。但是直流耦合不适用高通滤波器来拾取心电信号，而是直接获取整个带直流的信号，经过算法处理来达到基线纠偏、高频滤波等功能。

直流耦合内部使用ΣΔ ADC，可以达到很高位数（高精度），可以获取到uV甚至nV级别的信号。而心电信号本身只有mV，高精度的ADC采样能获取准确的心电信号。多余的工作交给算法来处理，可以极大的降低硬件成本，而效果还可以得到提高。

直流耦合和交流耦合比较如下表所示。

直流交流耦合建构比较

目前，大部分心电电路使用直流耦合架构，然后使用专业的算法来处理数据。

以上仿真文件，见[^3]

[^2]: TI 高精度实验室 [^3]: 仿真文件 [^4]: Signal chain basics Analyzing RL drive in ECG front end with SPICE

范例

引用一个Holter的技术指标，用于说明标准^1。部分技术指标如下图所示。

其频率响应为0.05Hz~60Hz。查看标准P15页（51.5.9）章，如下图所示。

由于频率为带通，高通截止频率为0.67Hz或者0.05Hz，低通截止频率为40Hz或者55Hz。

先对0.67Hz和0.05Hz进行仿真^2。仿真电路如下图所示。

使用3mV/100ms方波信号，观察输出波形。仿真结果如下图所示。

YY0885-频率响应指标——仿真电路结果

可见，由于20k的对地电容，放电较快，斜率较高。而300k对地电容放电慢，斜率低。

从图中可见300k电阻的斜率基本为0，计算得20k电阻得斜率为15.43mV/s，而300k电阻斜率为0.237mV/s，可见后者满足标准要求。

YY0885-频率响应指标——仿真电路结果2

这也说明只有截止频率为0.05Hz时才能满足a）测试条件。

实际应用中心电信号本身的最低频率就是0.05Hz，如果高于该频率，会导致心电信号畸变。