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10kVA光伏并网逆变器调试心得

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光伏并网逆变器的产品主要有三种类型:300W以下的微型逆变器(主要是美国市场),1~20kVA的组串型逆变器(总体来说,1-6kVA是单相机,6~20kVA是三相机,主要是欧洲市场),30kVA以上的电站型逆变器(国内市场的主要产品,国外市场也有)。

最近在做10kVA光伏并网逆变器的项目,6kVA~20kVA的非隔离型三相并网逆变器,即组串型并网逆变器,主要是面向欧洲市场。拓扑前级两路Boost变换器,后级T型三电平逆变器,调制方式为spwm,单L滤波器。双DSP控制,都是TI28系列的dsp。

母线电压800V,三相四线输出,电网电压176V~265V/50Hz,前级Boost MPPT范围270V-700V,前后级开关频率都是16k,选用威科泰克Vincotech IGBT Module。电感采用CSC的铁硅铝磁芯。

陆续将调试中遇到的问题及解决方案分享给大家。

首先说明一下:PI参数均是通过环路设计后,实验中 略微调试得到的。

本人能力有限,如有错误请您不吝指教!谢谢!


 环路设计参数文档:


1、波形出现如下状况:

绿色为电流波形,蓝色为电网电压,红色为驱动,电流波形中含有明显的3次,5次,7次等谐波,这是由于电流环路低频增益不够造成的,而且带宽太低, 对电网背景谐波抑制能力不足;

Ts)是开环传递函数,低频增益不够高时,会从两个方面对进网电流质量产生影响:1低频增益不够高,对电流参考的跟踪能力不足,造成电流的正弦度不够,同时稳态误差过大;2)低频增益不够,对电网背景谐波的干扰抑制能力不足,造成进网电流中含有明显的低次谐波带宽太低时(相当于滤波电感较大),对开关频率次的谐波衰减较大,因此电流波形中开关频率次谐波含量很少;带宽太高(相当于滤波电感较小),对开关频率次的谐波衰减不足,电流波形中会含有较多的开关频率次谐波,这也是母线电压升高(带宽增加)时,进网电流中高频谐波含量增加的原因。

根据上图看出设计出的PI参数满足要求,但这是模拟控制器的参数,需要将其离散化为数字控制器参数才能使用,由于大家的PID算法不同,离散化方法也不同,此处不作详述了。

参数调整后实验波形如下,可见电流波形很干净,正弦度很好:



2、启动电流冲击

绿色为电流波形,黄色为并网信号;

原因:1、参数调试不好;2、在并网之前,电流反馈由于运放零飘等问题会有一个较小的值,理论上应该完全为0,这样就造成在并网启动之前所算出的占空比是错误的,造成并网瞬间冲击电流过大;

修改方法:在并网之前,强制电流反馈值为0,同时调整参数:

 

    

3、调试C相的过程中,波形中出现超低频(小于50Hz,几个工频周期波动一次)的谐波

绿色为电流波形;

原因:这是由于程序造成的。AD中断是由EPWM1计数器的周期匹配事件启动的,EPWM1的周期寄存器在只调试C相的时候是不会随着C相电压的频率改变而改变的,而C相的周期寄存器EPWM5EPWM6是不断改变的,这样EPWM1EPWM56周期寄存器之间就有一个差值,随着时间的积累,就会AD中断不是在C相载波的峰值处启动,而是在其他地方启动,这样就会引入一个低频的扰动。

修改方法:由于三相电网电压的频率是一致的,因此调频的时候可以用同一个频率写入三相的载波周期寄存器,这样三相的载波就是同步的载波,启动中断的时间也就是在同一时刻。

4、并网三相同时启动的问题

描述:在最初单相并网时,启动前是通过DSP输出端的三态缓冲器451的使能端将所有驱动信号封锁的,并网时,在电网电压过零点开启451芯片的使能信号,给出三相的驱动信号,但是这样只能保证一相在过零点启动,另外两项在120度,240度处启动,因为并网前算出的占空比较大,电流冲击会比较大。

修改方法:为了保证三相都在过零点启动,应该将三相驱动的封锁信号分离开来,使用28335的错误控制信号即可。 

5、电流波形出现中频谐波

绿色为电流波形,蓝色为电网电压;原因:这种谐波是由于采样调理电路中,电流在进入电压跟随器前有一个RC滤波,当时所取R=100C=100n,截止频率为100kHz,这样会对中频增益有所影响。

修改方法:取C=10n即可。 这个问题和第8个问题是一样的,减小电流环的积分系数,对电流波形也有改善。我一直没有想通这个问题,积分环节只会对稳态误差和动态性能有影响,不知为何会引入这种振荡,求指点。

6、相位差问题

绿色为电流波形,蓝色为电网电压

相位差由三部分引起:1、计算延时,从捕捉到锁相信号到计算占空比之间的计算延时;2PI调节器引起的稳态误差;3、电网电压带来的相位差


7、三相联调时锁相干扰问题

描述:三相联调时,发现B相电流波形中出现低频纹波,图中绿色波形为B相电流波形,

红色为B相电压波形,可以看到B相锁相不正确,第四张图中黄色波形为程序中在IO口设置一锁相捕获信号,可以看到该捕获信号受到了极大的干扰。第五张图为B相电压经过零比较器的方波信号,低电平处有很多的噪声干扰,dsp捕获单元捕获这些噪声后,计算出的频率域电网电压频率相去甚远,程序将其舍弃,认为未捕捉电网电压过零点,造成锁相失败。

解决方案:加大捕获信号进入捕获口的滤波电容,原来是1nF,后来改成22nF10nFB相甚至采用了RC滤波,R=100C=10nF。效果如第六张图所示。


  

8、功率加至85%时,电流波形出现振荡。减小kpki后,波形有所改善。原因不明,尚待分析。

最终并网三相电流波形如下:


9、并网均压环的调试

均压环策略如上图。 绿色为母线电容一个电容电压波形

均压环调试过程中出现这样几种情况:电容电压中出现低频振荡,下图中绿色波形为一电容电压波形,理论上其低频脉动为150Hz。通过减小均压环控制器的积分系数可以降低振荡频率,但是不能改变振荡的幅值;通过增大比例系数可以减小振荡幅值,但不影响振荡频率。

均压环控制参数与母线电压无关,与负载有关,较大的负载电流需要较大的比例系数,较大的限幅系数,限幅值取满载电流的8%较为合适。

10、均压环加入后,电流波形出现畸变3次谐波严重,如图所示:

改进措施:减小均压环的积分系数,没有影响;减小均压环的比例系数,波形改善很多thd下降很快;以前减小均压环的比例系数后不能够均压,但是这次减小积分系数同时减小比例系数仍然可以均压。改善后结果如下图: 最后的波形没找到,thd可以降至2%,懒得做了,准备两级联调后再调整。

您好!均压环的控制目标本身是控制进网电流的直流分量,因此不需要将它与正弦表相乘。这个调整的逻辑您可以自己推算一下。还有一种均压环方法如下图,这种均压环的方案稳定性不好,其实原因就是均压环控制的是进网电流的直流分量,而此种方法调节方式没有经过电流内环的调节器补偿,所以稳定性不好。

均压环的控制目标本身是控制进网电流的直流分量这话不对吧,母线电压不平衡并不能产生直流分量,这个我试过,所以均不均压是对直流分量没有影响的。

南航谢少军老师的关于均压问题的论文。

电流型控制半桥逆变器研究_I_直流分压电容不均压问题.pdf

电流型控制半桥逆变器研究_直流电容电压偏差前馈控制技术.pdf

浙大钱照明老师的关于均压问题的论文

一种新型半桥逆变器电容均压控制策略.pdf

 

11:母线电容的设计

目前组串型三相并网逆变器(6kVA~20kVA)产品主要采用前级Boost+三电平逆变器的拓扑结构,直流母线电压一般为800V,本人看了一些国产的样机,母线电容都取的很大,有的样机母线电容取到20500V/300uF的电解电容,上下各 10个。从概念上来讲,三相功率平衡的情况下,母线电容电压的脉动为0,母线电容可以取0,但实际上为什么还需要母线电容呢?这个母线电容要多大呢?与单相机的母线电容有什么区别呢?最初设计时,本人也没有这个概念,也是请教了一名工程师后,取了经验值,上下各2300uF。后来实在不甘心,仔细去设计了一下,发现国内这些产品的母线电容确实取大了(不考虑寿命,仅考虑纹波)。

首先来分析一下为什么需要母线电容,母线电容的作用是功率解耦,即当前级功率不足时,母线电容可以提供一部分功率,当前级功率增加时,可将增加的功率暂时储存在母线电容中,这样母线电容就相当于一个缓冲器,不会造成后级功率的突变(电流的突变或大超调),这只是从概念上讲。

具体的设计方案呢,应该从稳态时电容电压的纹波着手。理论上电容电压纹波为0,实际上由于开关管的开通和关断会带来开关频率的纹波,三相开关管带来的就是上电容和下电容同为150Hz的纹波,母线电容总体表现出来的纹波为300Hz

下图是仿真波形,Ibus是母线输出电流,Vbus_cap是上电容的电压,Iqa,b,c分别是三相桥臂上管的电流波形,可以看出上(下)母线电容的脉动电压为150Hz,该母线电容的脉动是由于三相开关管的开关造成的,红色框里三相中有两相开关管开通,蓝色框里有一相开关管开通,该开关管的电流表达式非常容易推得,计算出蓝色框对应的这段时间电容的放电的电荷总量(电流对时间的积分),再除以允许的母线电容电压脉动即可求出需要的母线电容值,如下式:

(解释:我的一个工频周期的正弦表有320个点,这里计算的是1/3Ts~2/3Ts这段时间(对应图中蓝色框)的电容充放电的电荷量,因此53/160107/160代表的是1/32/3;Iin是前级输出电流,Ipeak是进网电流峰值,Tg是工频周期,M是调制比;

流过电容的电流等于(Iin-Iqa-Iqb-Iqc),对这个电流进行积分就是电荷量,积分就是面积,每个开关周期的电流近似一恒定值,面积近似一矩形,高度就是电流瞬时值,长度就是时间Tg/320*[1-sin(n*pi/160)].这是我自己推导的,感觉应该没什么问题。

我搜了很多文献,都没有关于三相逆变器的母线电容的计算根据,有一篇文献指出三相逆变器的母线电容可以取同等条件下单相机的1/10,个人觉得理论依据不足。

)

加入设计的母线电容允许脉动为10V,那么需要的电容值为1700uF,其实这个脉动可以允许更大,20V也绝对满足要求,这时电容值850uF。我的仿真结果是按照1680uF仿真,并且考虑了实际ESR后,脉动为10V,与理论设计几乎一致。

下面是实验结果,与理论分析也很一致:绿色为母线电容电压脉动

  

至于三相机和单相机母线电容的设计方法的不同之处,以后有机会再来分享。

12、关于软件保护

概念上都说软件保护比硬件保护慢,那么到底软件保护要多长时间?那些保护可以用软件实现?那些保护必须用硬件实现?母线过压保护、前后级过流保护、输入过压保护,这些保护的动作都是关闭驱动信号,其动作周期只需要一个开关周期即可实现,因为程序中AD转换结束后,进入AD中断的程序执行,在这个执行的过程中要进行保护信号的检测,当检测到保护信号时,立刻封锁驱动,检测保护的周期即是开关周期,也就是说软件保护的最大延时是一个开关周期,这对于上述保护时间上是足够的了。只有短路保护需要硬件强制执行。因为现在IGBT的短路容忍能力大概是6~10uS,开关周期大约几十uS,因此必须硬件保护。下图给出的是软件执行过流保护的过程:红色电流过流后,很快就保护了。

还有一个问题,保护后立即关断驱动后,电感储存的能量如何释放?会不会引起电压尖峰?其实驱动关闭后,电感电流会通过反并二极管续流,将能量释放到母线电容中,那会不会充爆母线电容呢?我定量计算了一下,满载情况下关闭驱动,电感电流最多需要3个开关周期就能下降为0,电感存储的能量最多使母线电容电压升高3V 

当然这个升高多少和母线电容的大小也有关系。

 

采用单电感的优点是控制简单,不会出现LCL谐振尖峰的问题,一阶系统嘛~缺点就是电感值比LCL的两个电感之和大点儿。我的建模图不是LCL的,就是单L的。

电感的计算原则有两个,一是电感电流纹波,取30%峰值电流大小,二是电感压降,满载时电感压降要能够满足最高电网电压时的要求,不要出现过调制的情况。电感值是3mH。不加电网电压前馈的满载时电流THD1.4%

母线电压是800V,从两个方面考虑,一方面是PVMPPT电压范围(270V~700V),另一方面要考虑最高电网电压时,调制比不要超过0.707

三相桥的增益,我不太明白您指的这个增益是什么?

现在这种组串型的逆变器基本拓扑结构就是这样的,只不过前几年都是使用的I型三电平。

解释:

基准值是经过锁相环得到的与电网电压同频同相的量,其幅值由母线电压外环的输出得到,并不是幅值为1;闭环调节的稳态目标是使得反馈电流与基准值完全一样;基准与反馈的误差经过调节器调节后得到调制波,该调制波与三角载波比较得到SPWM驱动信号,当基准大小不同时,驱动的占空比也不同。

无论是并网还是PFC,都有这样一个关系:  ,其中Vg是电网电压,VAB是桥臂中点(全桥逆变器为例)输出电压,通过改变占空比改变VAB的大小,使其始终满足上式(图中)的相量关系,就能保证并网时的进网电流与电网电压的同相位。

 

 以全桥逆变器为例重新画了一张图,Gi(s)PI调节器,误差信号经PI调节器调节后得到调制波信号vc,调制波信号vc与三角载波交接得到spwm驱动Dy,其中三角波的传函是1/Vm,驱动Dy作用逆变器后,得到桥臂中点输出电压VANVAN减去电网电压得到电感两端电压VAN-Vg,运用欧姆定律就得到进网电流,这是并网逆变器模型的由来。其中逆变器等效为比例环节Vdc

请看一下阮新波老师的论文,既有理论深度,又有工程实践意义,优秀科技论文的典范。

RuanXB_FullFeedforward of Grid Voltage.pdf

 

(再看了楼主的建模分析后,又看了徐德鸿老师的建模书,这里面提到了一个问题,就是在设计出模拟PI环节的参数后,要进行离散化处理,而离散化处理就遇到了一个归一化的问题,这个我一直没有搞清楚,因为在写程序的过程中,每个控制量都有自己的量纲,要怎么样归一化处理后,才能使最后PI计算出来的结果正好是SPWM波的占空比?

离散化,用matlab“c2d"功能,或者简单弄的话,变成Z域的PI参数:P不变,I乘以采样时间。)

13 MPPT算法跑到PV曲线右侧,追踪失败,不能够再次回到MPP

我的MPPT算法是扰动观察法,理论上讲,外界环境稳定的时候,扰动观察法不会出现追踪不到MPP的。步长采用MPP对应电压的0.5%时,发现功率点跑到PV曲线右侧时,不能返回至MPP

将步长增大至1%时,可以解决这个问题。

定性分析:在PV曲线右侧,斜率较大,较小的扰动对其功率变化影响较大,如果采样精度不够,采样误差对扰动步长可以相比(在一个数量级?),这时可能出现上述情况。具体还没有作定量分析,到底采样误差对扰动步长的选取有何影响,准备作一下定量分析。


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来源:电力电子技术与新能源
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首次发布时间:2023-05-01
最近编辑:1年前
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