交叉调整率的问题

交叉调整率是在多路输出的系统中才会出现的问题。在多路输出系统中，在特定输入条件下，某一路输出电压由于本身负载或其他输出组负载变化而造成的最大电压变化量与其对应的额定电压的百分比。

用交叉调整率这个指标可以清晰的看出多路输出电源的每一路输出电压在应用时会偏离额定电压的最大值。下面以Flyback变换器多路输出为例详细解释一下交叉调整率。

2. 典型RCD反激变换器

有寄生参数的等效反激变换器模型如图1所示。寄生参数包括变压器漏感Lk，寄生电容Cp，开关管的输出结电容Cds。

图1 含寄生参数的等效反激变换器模型

当MOSFET关断的时候，初级电流ip在瞬间给MOS管的输出结电容Cds充电。次级二极管的导通会将励磁电感两端的电压钳位在nVo。初级漏感Lk和MOS管的输出结电容Cds一起高频振荡，会产生高电压尖峰，这个尖峰就有可能造成MOSFET损坏，如下图所示。

图2 反激变换器开关管关断时候的等效电路及波形

在反激变压器中，漏感虽然可以减小，但是不可以被消除。在MOS管关断的时候，漏感中存储的能量就会以电压尖峰的形式释放，如果不对此电压尖峰采取削弱措施，开关管就有可能被击穿。在反激变换器中，最广泛的应用于电压尖峰抑制的就是RCD钳位方式，如图3所示。在后续的分析计算中，都会以图3的典型电路为例进行说明。

图3 典型含RCD钳位的反激变换器

3. 交叉调整率出现的原因

将变压器副边绕组Ns2折算到副边绕组Ns1，等效电路如图4所示。

图4 将绕组Ns2折算到Ns1等效模型

假设副边绕组二极管的压降相等，那么折算后的漏感Lk1和Lk2(Ns1/Ns2)^2两端的电压相等，即Vk=Vo1-Vs-Vd。两个漏感上的电流分别为

       

即使副边两个绕组匝数相等，由于漏感的差异(假设Lk2<Lk1)，或者绕组匝数的不同(假设Ns1<Ns2)，则电流上升率就会有明显的差异。

图5 副边电流上升率示意图

假设Ns1是反馈绕组，在某一时刻给开关管关断信号时，Ns1这一路就会停止能量传输，但是Ns2这一路就会出现电压过冲。

由于变压器都会有漏感，而各个绕组漏感的差异，或者输出电压的差异都会导致输出电压与目标值有一定差异。那么下面会分析一下到底有哪些参数会影响交叉调整率。

4. 影响交叉调整率的参数

将有两路输出的Flyback变换器的副边都折算到原边，如图6所示。为分析方便，假设Vo2>Vo1，Io2<Io1. 且Vo1为反馈绕组，输出电压稳定，分析Vo2的电压偏差。

（a）

（b）

图6 (a)典型两路输出的反激变换器 (b)将副边折算到原边的等效模型

当开关Q导通时，励磁电感两端电压为Vin，励磁电感电流线性增加。当开关管Q关断时，漏感电流Ic进入RCD钳位电路，等效电路如图7(T1)所示。当钳位电流为零后，二极管D3反偏，等效电路如图7(T2)所示。由于负载Io2小于负载Io1，所以负载电流Io2先将为零，等效电路如图7(T3)所示。由等效电路可计算各个阶段的电流波形，从而计算电流平均值。

图7 反激变换器各阶段等效电路及电流波形

因为这个平均电流计算公式过于复杂，可能用手机看要好几个屏幕，不知道的还以为中病毒了，所以大家可以在参考文献[1]中查找，定性描述如下。

假设第二绕组的输出电压是由第一绕组输出电压加偏差量，即

第二绕组输出电压与电流关系如下，

综合以上三式即可得到电压偏差量△V2与影响因子的关系，

其实影响因素分析清楚了，基本上就知道该采取哪些措施了，比如配置假负载，调整漏感和励磁电感，调整钳位电压等。这些解决方法下次再说好了。

Reference

[1] Cross Regulation in Flyback Converters: Analytic Model and Solution.

(1) 输出电压加权反馈控制

加权控制的原理就是主输出绕组的电压和其他辅助输出绕组的电压按照一定权重比例进行反馈控制。从而使辅助输出电压也能像主输出电压一样能够对占空比起到一定的调节作用，从而改善辅助绕组的交叉调整率。如图8所示，通过调整加权因子K1、K2可以极大的改善交叉调整率。如果想知道加权因子具体怎么确认，可以参考一下参考文献[1].

图10 调整副边漏感使电流上升率相同

这种人为增加漏感的方法虽然可以调整副边电流的上升率，防止电压漂高。但同时也带来一个问题，就是折算到原边的漏感也增加了，这就意味着更大的电压尖峰，开关管更大的电压应力。为了吸收电压尖峰，RCD的损耗也会增加，导致变换器效率变低。

(4)调整原边漏感及励磁电感--Lm，Lkp

从图11中可以看出，原边漏感的增加可以减小辅助绕组的电压偏差量。但是漏感的增加也意味着开关管电压应力的提高及损耗增加。

图11 原边漏感对交叉调整率的影响

另外，增加原边励磁电感也可以改善交叉调整率，如图12所示。其实增加励磁电感也有利于提高效率，在变压器的等效电路中，励磁电感越大，励磁电流就越小，损失的能量也就越小。不过原边电感量的增加也会在一定程度上导致磁件体积的增加。

图13 反激变压器副边绕组垛叠示意图

图14 二极管的正向导通特性

即使在没有漏感的情况下，假设主输出绕组二极管压降很大为0.7V，辅助绕组二极管压降为零，那么在辅助绕组上也会产生较大的电压偏差，所以可以采用直流叠加的方法，将二极管也包含在内，而不是仅仅只是绕组垛叠，如图15所示。这样，主绕组大电流引起的二极管导通压降也会反应在辅助绕组中，让二者的电压变化趋势一致。其实，这是输出绕组垛叠的进一步优化。

图15 副边绕组直流叠加

(7) 变压器各个绕组之间的耦合

反激变压器各绕组耦合的原则就是：原边绕组与反馈绕组（输出电流变化范围大的副边主绕组）要尽量耦合好；辅助绕组与反馈绕组要尽量耦合好。合理的放置变压器的绕组，会对提高电源的交叉调整率有很大帮助。这个Delta做过很多研究，如果有兴趣，可以查查Delta年会的论文[3]。