居然有人自己做了个矢量网络分析仪，测量还挺准？！

来源：hforsten.com

矢量网络分析仪是射频工程师的试验台上必备的一台仪器，可以说我们每天都要和它打交道，对于很多射频人来说，每天面对这家伙的时间比自己老婆孩子都长。当然这家伙也挺贵的，动辄数十万RMB。那能不能自己动手做一个呢？我是想都不敢想。可是有人居然真的这么做了，而且还支持频率30MHz到6GHz的射频测量。我们来看看到底是怎么做的？

关于VNA，我们最常用的功能就是来测量射频器件的传输和反射性能。当然还有很多其他的功能。这款自制VNA主要是用来满足最常用的测试功能。

我们来看一下他的整个过程。

No.1 设计框图

设计的主要功能就是来测量器件的S11和S21，所以上面设计框图是符合要求的。

那么VNA是如何测量信号的反射和传输的呢？操作原理很简单，但实施起来更具挑战性。理论上，VNA 包括用于激励被测设备 (DUT) 的信号源、每个端口的两个定向耦合器，用于测量传输波和反射波，以及耦合器末端的检测器，可以测量信号的幅度和相位。

信号源产生一个测试信号，该信号被路由到其中一个端口。部分信号由接收器定向耦合器耦合并测量其相位和幅度。其余信号从 VNA 端口出来并进入被测设备。一些信号被反射回源端口，并由另一个定向耦合器测量。反射功率与发射功率之比用于计算 DUT 的反射系数。

信号的非反射部分通过 DUT，在通过设备后可以被衰减或放大。当测试信号从 DUT 出来时，部分信号被第二个端口上的定向耦合器耦合，并测量其相位和幅度。其余的信号传递到终端，在那里被吸收。传输系数计算为接收功率与发射机功率之比。

当源开关以另一种方式连接的情况下重复测量时，可以从另一个方向测量 DUT 的反射和透射系数。

然而在实践中测量并不是那么简单。最大的区别是 VNA 内部的传输线长度和连接 DUT 的电缆会导致损耗并影响测量的相位。PCB 上的 6 GHz 波长约为 3 cm。对于接收器与源之间的相位差可以忽略不计，耦合器和 DUT 应该比这小得多。特别是将 VNA 连接到 DUT 的电缆需要比这长得多，以便可以连接设备。VNA 内部的电缆、耦合器和传输线也存在损耗。定向耦合器不是完全定向的，它们还会耦合一些来自另一个方向的信号。源和负载匹配不会是完美的，也会反射回一些信号。也有来自 VNA 内部组件的反射。

耦合到定向耦合器的功率是高频的，需要先混频才能检测到。超外差接收器通常使用一个中频的接收器架构，避免直接混频到 DC 的复杂性。在这种情况下，信号仅存在于一个频率上，这允许将中频设置得非常低，大约几兆赫兹，并以数字方式进行最终混频。数字混音比模拟实现的优势在于，虽然没有模拟组件是完美的，但数字混音可以根据需要精确地进行。模拟混频器会增加噪声，两个混频器的 LO 信号相位并不完全相等，性能随温度和工作电压等因素而变化。数字混合不存在这些错误，测量结果更加准确。

本机振荡器也可以简化为谐波，只要符合混频器的规格，确切的功率电平就没有那么重要。

实际上，SP4T 开关的泄漏将成为校准问题。普通 VNA 使用高质量组件，并且可以假设端口之间不存在串扰。对于这种架构，除非注意将串扰最小化（这将需要增加成本），否则不能假设它为零。正常的校准程序无法对其进行校正，最终测量结果会出现误差。有更复杂的特殊校准程序可以纠正泄漏，因此校准仍然是可能的。

No.2  定向耦合器设计

方向性如何影响 VNA 的精度？如果方向性为 0 dB，那么耦合器就不能再称为定向器了，传输波和反射波也无法分离。结果是 VNA 无法测量任何东西。如果方向性较差，但高于 0 dB，则测量存在一定误差。可以校准出来，但接收机的动态范围有限，精度降低。因此，为了获得准确的 VNA，我们需要尽可能高的方向性。

事实证明，线路位于 PCB 内层的带状线耦合器可以比线路位于 PCB 顶部的微带耦合器具有更高的方向性。我自己也不知道确切的原因，这与微带线一侧是具有高相对介电常数的 PCB 而另一侧是具有较低介电常数的空气有关。另一方面，带状线嵌入在 PCB 内部，因此两侧的材料相同。

模拟的指向性在低频时为 20 dB，在高频时为 30 dB。由于耦合线在电学上与波长相比非常短，因此在较低频率下耦合会非常迅速地减少。通过制作多级耦合器可以改善低频耦合。我决定不做，因为它需要更多的 PCB 面积，甚至单级耦合器也相当大。因此，低频的动态范围会很差。我对高频更感兴趣，因此在较低频率下降低精度并不重要。

将顶部的微带线迹线连接到 PCB 的内层仍然存在潜在问题。需要一个通孔，但它在这些频率下的反射足够低吗？

No.3 射频源和本地振荡器

为了准确地生成 GHz 范围内的频率，需要一个锁相环。它可以使用反馈回路生成准确的信号，该回路将压控振荡器 (VCO) 的输出频率除以 N 与稳定的低频参考时钟进行比较。反馈环路试图通过调整 VCO 的调谐电压使这些频率相等。结果是 VCO 的输出频率是参考时钟频率的 N 倍。通过巧妙地改变分频值可以实现小数分频值。

使用 PLL 生成宽带信号的问题是质量好的压控振荡器通常不是很宽带。要在宽带宽上生成信号，有几种不同的选择：

• 倍频器和分频器可用于扩展频率范围。这种方法的缺点是它们都会产生大量谐波，因此需要进行滤波。

• 两个 PLL 输出可以混合在一起以生成和频和差频。这也会产生谐波，需要第二个 PLL 和混频器。

• 可以使用多个开关 VCO。这需要选择正确 VCO 的逻辑，当然需要许多 VCO。

幸运的是，这个问题已经解决了，并且有几个带有集成 VCO 组和输出分频器的商用 PLL 芯片。一些合适的有 ADF4355 ，它可以产生 54 MHz 至 6.8 GHz 的输出频率，以及 MAX2871 ，它可以产生 23.5 MHz 至 6.0 GHz 的频率。

MAX2871 是一个更便宜的选择，它有一个合适的频率范围，所以我选择使用它。它有多个 VCO 和分频器。特别是在较低频率时，分频器会产生高次谐波，需要进行一些滤波来清理信号。因为频带太宽，所以需要多个滤波器来覆盖它而不通过谐波。我决定使用四个工作频率为 0 - 1.1 GHz、1.1 - 2.1 GHz、2.1 - 4.2 GHz 和 4.2 - 6.0 GHz 的滤波器。更多会更好，尤其是在较低频率下，但与拥有它们的优势相比，它们很快就会变得过于昂贵。从成本的角度来看，四个是一个不错的选择，因为具有四个以上极点的 RF 开关通常比具有较少极点的开关更昂贵，因为此类开关的用途较少。可以串联多个开关。

在滤波器之后是由可变衰减器、射频放大器和功率检测器组成的功率电平电路。

可变衰减器为 PE43711 ，可配置为衰减范围为 0 dB 至 31.75 dB，步长为 0.25 dB。

RF放大器需要非常宽的带宽，我选择使用 TRF37A75 RF放大器。这是一款廉价的 40 至 6000 MHz 放大器，增益为 12 dB。增益作为频率的函数非常稳定，在整个频率范围内仅变化约 3 dB。然而，输出匹配可能会更好，因为它在 6.0 GHz 时仅为 -7 dB，并且来自放大器输出的反射会导致一些测量误差。现在我认为添加一些匹配组件的位置是一个好主意，以便之后可以改进匹配，但现在为时已晚。

在放大器输出端有一个使用 100 欧姆电阻连接的功率检测器。电阻器用作 -10 dB 耦合器，电容器用于隔直。

微控制器用作反馈回路的一部分。可以使用基于运算放大器的电路来完成，但在这种情况下不能使用。在不同接收器通道的测量过程中，源的功率电平必须保持恒定，否则测量中将出现不可纠正的错误。

上图是 PCB 上的源组件图片。特别是在放大器区域周围，组件不能更紧密地放置在一起。我什至以 45 度角放置了一些隔直流电容器，这样我就可以节省几毫米的空间。我决定仅在对 PCB 的其余部分进行布线后才添加功率电平，这样空间就会变得不那么紧张。

本机振荡器使用另一个 MAX2871 芯片为接收器混频器生成信号。由于谐波不会降低混频器的性能，因此无需对该信号进行滤波。只要功率电平保持在正确的范围内，也不需要功率调平。为了产生准确的频率，对源和 LO 使用相同的参考时钟很重要。ADC 采样时钟也应该来自相同的参考以获得最佳精度。如果它们使用不同的引用，它们可能会相对于彼此漂移。使用相同的参考意味着即使参考漂移，它也会在采样后抵消，因为所有频率漂移相同的量。

No.4 接收机

接收器由 SP4T 开关、混频器、本地振荡器、抗混叠滤波器和 ADC 组成。

开关会导致通道之间的串扰降低测量的准确性。非常高的隔离开关将是最佳性能的理想选择。低损耗也很受欢迎，因为高损耗会降低动态范围，但高隔离度更为重要。交换机还需要在非交换端口上具有吸收性而不是反射性，当然可以在 30 MHz 到 6 GHz 范围内工作。

也可以使用三个 SP2T 开关，它可能会提供更好的隔离。然而，单个 SP4T 开关更简单，优化性能也不是那么重要。在这一点上最好保持设计简单，并在下一个修订版中优化性能。

我选择使用具有大约 40 dB 隔离度的Peregrine PE42441 SP4T 开关。它确实会影响准确性，但希望不会太大。商用 VNA 通常在端口之间具有非常高的 >100 dB 隔离度，因此与它们相比非常差。

据我所知，只有一种价格合理的混频器可以在整个频率范围内使用。它与 我在雷达上使用的ADL5801混频器相同 。

混频器具有平衡输入，数据表建议使用巴伦将单端信号转换为用于混频器输入的差分信号。问题是大多数巴伦都是窄带的，而这个应用需要一个能够在 30 MHz 到 6 GHz 的整个频率范围内工作的巴伦。MiniCircuits 有一款巴伦可以在整个频率范围内工作，但每件售价 7 欧元，我需要直接从 MiniCircuits 订购。

另一种选择是将巴伦留在外面并单端驱动混频器。其他未使用的输出通过电容器接地。由于混频器的单端输入阻抗为25欧，系统阻抗为50欧，混频器的回波损耗会变差。转换增益和线性度也会受到影响。然而，它确实节省了 7 欧元（+运费）和 PCB 面积，因此似乎值得。

LO 频率设置为低于（或高于，无关紧要）源频率 2 MHz。这提供了易于采样和过滤的 2 MHz IF 信号。在我的雷达过滤器本来是更积极，这一次我添加如果需要的话，可以添加一些可选的过滤元件。差分放大器缓冲ADC的信号并稍微放大它。ADC 之前的最终 RC 滤波器进一步衰减采样频率以上的高频以避免混叠。

DITHER 信号是可以添加到 ADC 输入的噪声信号。为什么要故意在信号中添加噪声？考虑要测量的信号非常小以至于峰峰值小于一个 ADC 最低有效位的情况。然后 ADC 可能只输出恒定值而没有检测到任何内容。如果添加了噪声信号，则 ADC 输出端总会出现一些变化。这时候被测信号会影响ADC的输出值。如果噪声和信号具有不同的频率，则可以滤除噪声信号。由于信号影响了一些输出值，因此可以在过滤后检测到。因此，通过添加噪声，ADC 的动态范围得到了增加。

No.5 数字逻辑

板上需要微控制器（或 FPGA）来处理与计算机的通信并控制所有设备。由于开关接收器只需要一个 ADC，我决定省钱并寻找带有集成 ADC 的微控制器。

我能找到的最合适的是NXP LPC4370。它有一个 ARM-Cortex M4 内核和两个 Cortex-M0 内核，支持高速 (480 Mb/s) USB 和 80 MHz 12 位 ADC。最大时钟频率为 204 MHz，因此应该足够快。

这部分具有我在任何微控制器上见过的最快的集成 ADC。具有相同时钟速率和位深度的外部 ADC 比整个微控制器成本更高，因此成本节约是可观的。它采用对业余爱好者不友好的 100 和 256 球 BGA 封装。

No.6 电压调节

对于高精度测量，重要的是电源上没有可以进入信号路径的噪声。对于我的雷达，我错误地将开关模式电源用于模拟部件和 ADC。虽然噪音不是很大，但仍然可以检测到。

这次我决定特别注意电源设计，以尽量减少干扰。我仍然不想走得太远，因为高质量的组件可能很昂贵。例如，屏蔽 RF 部件会有所帮助，但成本太高。

单板功耗约3W，USB总线功耗限制为0.5W，需外接电源。12 V 是常见的 AC 适配器输出电压，因此我选择将其用作输入电压。在直流插头之后有一些过滤，然后电源进入两个 L7980 开关模式电源转换器。L7980 稳压器的特点是通过将稳压器上的两个引脚连接在一起，可以同步两个不同稳压器的开关频率。开关频率将以稳压器之间的相位差为 180° 的方式同步。由于来自输入滤波电容器的电流被隔开，这会导致较低的输入纹波。同步开关频率很有用，因为 5V 和 3.3V 电源轨上只有一个频率有噪声。

如果频率不同步，则可以创建不同开关频率的混合产物。可能发生这种情况的一种途径是，如果功率电感器彼此靠近放置，则电感器上的磁场会耦合并在它们之间注入开关噪声，从而导致在两个输出端检测到开关频率的和和差项。监管者。开关噪声可以传播的另一条路径是通过共享输入。当稳压器切换时，它会消耗电流并且输入电压会稍微降低。由于稳压器共享输入电压，噪声会注入另一个稳压器的输出。

在开关稳压器之后连接线性稳压器时也必须小心。这种连接的目标通常是具有良好的开关稳压器效率和低噪声线性稳压器。如果线性稳压器的电源抑制率 (PSRR) 在开关频率下不够高，那么噪声降低可能比想象的要少得多。

例如，如果我们在开关频率为 100 kHz 的开关电源之后放置 MCP1700 3.3 V 线性稳压器，我们会发现添加线性稳压器几乎没有任何影响。稳压器后的开关噪声与之前相同。

如果我们用LP5907替换线性稳压器，线性稳压器 之后的开关噪声就消失了。这两个线性稳压器有什么区别？

查看器件数据表上的电源抑制率图，我们发现 MCP1700 在 100 kHz 时的 PSRR 约为 0 dB。该频率下的所有噪声都会通过。LP5907 的 PSRR 为 -60 dB。例如，输入端非常大的 0.1 V 噪声在稳压器输出端仅为 100 µV。

MCP1700 仍然有用例。它便宜得多，并且是为噪声无关紧要的数字系统供电的不错选择。

No.7 电路图

PCB 是用KiCad设计的。新的推推式路由器在布线像这样的紧凑板时非常有用。

该PCB是节省PCB面积的个人记录。PCB 的尺寸为 52 毫米 x 57 毫米，两侧安装了 300 多个组件。如果没有大型定向耦合器，它本可以做得更小。带状线构造要求其上下各层均留空，从而浪费大量空间。

No.8 焊接

在第一次通电时，一切似乎都运行良好。虽然我发现我在开关稳压器补偿网络设计中犯了一个错误，并且两个电源上都有大约 0.1 V 的开关噪声。重新计算并更正组件值后，一切似乎都正常。我可以对微控制器进行编程，打开 PLL 并使用示波器在混频器输出上查看外观正确的 IF 信号。几天后它工作正常，但突然间我无法再与微控制器通信。我怀疑焊接有问题，我试图重新调整 BGA 并重新焊接它，但没有帮助。我可以再次与微控制器通信，但是通过 USB 通信时它会变热并随机挂起。我在布局上没有发现任何错误。我还尝试在同一微控制器的评估板上移除和重新焊接 BGA，它开始出现类似的症状，所以我很确定我的焊接有问题。或者也许是我使用的中国 BGA 球？

不幸的是，我没能正确地重新焊接 BGA，经过几次尝试，BGA 封装的阻焊层看起来因拆焊而损坏。

No.9 信号处理

固件基于HackRF和 AirSpy固件。由于这些开源软件已经实现了我需要的许多功能，固件开发比我需要从头开始要容易得多。

简而言之，固件的采样部分首先根据来自计算机的命令设置源和 LO 频率。RF 输出和放大器启用，端口开关、源滤波器和源衰减器设置为正确的值，接收器 SP4T 开关设置为第一个通道。

然后计算机发送命令开始采样。DMA 配置为将 16k 样本从 ADC 传输到内存并在完成时引发中断。当 DMA 在后台移动样本时，SP4T 开关会切换，以便对每个通道进行采样。当 DMA 完成中断引发时，样本被发送到计算机。如果需要更多的平均，则重复采样并对测量进行平均。

计算机程序获取上图所示的记录样本。在这种情况下，进行两个端口测量，因此所有四个通道都被采样（在一个端口测量中采样两个通道就足够了）。第一个测量是端口 2 参考通道 RX2。第二个是端口 1 反射通道 A。第三个是端口 2 反射 B，第四个是端口 1 参考 RX1。

在这个测量中，我们可以看到源连接到端口 2，因为端口 1 通道 RX1 和 A 只显示泄漏，而端口 2 通道 RX2 和 B 上有大信号。

对 RX2 通道样本进行 FFT 显示信号质量非常好。微控制器上的 ADC 似乎也表现得非常好。Y 轴单位为满量程分贝，最大振幅无饱和的输入正弦波的振幅为 0 dB。

信号电平为 -12 dB，附近的本底噪声约为 -90 dB。在 DC 附近可以看到一些噪声，在 3.6 和 4.0 MHz 处可以看到更大的杂散。高频尖峰很可能是混频器非线性的结果。4.0 MHz 似乎是 IF 信号的二次谐波，但我不确定 3.6 MHz 来自哪里。

对 A 接收器样本进行 FFT 显示，即使在绘图幅度上看起来非常低，也检测到了一些信号。测得的信号电平为 -50 dB 满量程。这次 3.6 和 4.0 MHz 的信号已经消失，如果它们作为混频器产品的电平取决于信号电平，这是有道理的。然而，在 2.6 MHz 处有一个小的杂散。它也可以在第一个 FFT 上看到，尽管信号几乎没有泄漏，因此很难看到。本底噪声约为 -90 dB。

可以从 FFT 图中提取 IF 信号的幅度和相位，但是当只需要一个频率区间时，不需要计算所有频率区间。

到信号离散傅立叶变换的第 th 个频率区间 X 定义为：

， 在哪里 N是信号的长度。我们可以使用这个定义来计算只有一个频点的系数。时间复杂度是 O(n) 而不是 O(n log(n)) 的 FFT，所以理论上它应该更快。

在信号频率上产生两个相位差为 90 度的正弦波。将信号切片与来自一个通道的样本和两个正弦波的相同索引切片相乘，然后分别取结果的平均值，即可得到 IQ 样本的实部和复部。对 LO 信号进行切片对于正确的相位测量也很重要。由于没有用于比较相位的参考通道，信号的绝对相位会发生变化。然而，它不是必需的，因为 S 参数被定义为测量值的比率，并且相对相位是可重复的。

接下来，端口开关被切换，接收器在源连接到另一个端口的情况下进行测量。从所有通道获得 IQ 样本后，S 参数可以计算为不同接收器的计算 IQ 样本的比率：

上标标记源所连接的端口。

然而我们还没有完成。如果我们现在绘制 S 参数，我们会看到它们看起来不像它们应该的那样。原因是测量中有很多误差源。其中一些是：

• 来自 VNA 内部组件和外部电缆的反射。

• 定向耦合器的方向性误差。

• 接收器通道之间的泄漏。

• 电缆和 VNA 内部构件的衰减和长度。

测量开路的 S 参数给出以下曲线图。

理想情况下，开路反射系数应为 0 dB，反射相位应为 0 度。

为了获得准确的测量误差，必须对误差进行特征化并从测量中以数学方式去除。

No.10 单端口校准

校准一个端口测量比两个端口容易得多，因为没有那么多的误差源。将仅使用其中一个端口，并且根本不会测量第二个端口上的接收器。测量结果为被测器件的反射系数。

作者然后自己制作了校准件，如下图：

拿了三个通孔 SMA 母连接器。将一根腿截断开路，一根用焊锡填充短路，将两根0805 0.1% 100 ohm电阻并联焊接到最后一根。两个端口校准需要直通标准，它是一个普通的 SMA 母对母适配器。

上图中是校准标准件和喇叭天线的未校准 S 参数。用很少的想象力可以看出喇叭天线在低频看起来像开路，并且在5 GHz以上匹配良好。该图还表明内部误差在 4 GHz 到 5 GHz 之间最大，因为那里的纹波幅度最大。

使用 scikit-rf Python 库中现有的单端口校准例程完成校准。

以上是校准后喇叭天线的输入回波损耗。现在，与未校准的轨迹相比，轨迹更加清晰。蓝色是使用该 VNA 测量的回波损耗，红色是使用安捷伦专业级 VNA 测量的相同天线。我使用的确切模型现已过时，但类似的模型将花费大约 15,000 欧元作为新的。考虑到价格差异，我的 VNA 能够非常准确地进行此测量。图中的差异很小，可能是因为我的校准标准不准确。

其他喇叭天线测量也与使用安捷伦 VNA 进行的测量一致。

No.12 双端口校准

双端口校准比单端口校准困难得多，因为校准泄漏也存在额外问题。最常用的误差模型是 12 项误差模型，其中两个端口都有 6 个误差项，但该误差模型并未对不同接收器之间的泄漏路径进行建模，因此无法消除测量中由泄漏引起的误差。

该模型所需的校准标准是开路、短路、匹配和直通。一次测量两个端口的开路、短路和匹配，并在两个端口上执行一个端口校准。通过测量用于校准端口到端口的传输。在模型中有一个和30 端口到端口泄漏建模的术语，但这并没有在我用来校准的scikit-rf包中解决 。通常假设为零，因为好的 VNA 在端口之间具有非常高的隔离度。

No.14 测量 20 dB 衰减器

为了测试 12 项 SOLT（短路、开路、负载、通过）校准的准确性，我测量了一个 20 dB 衰减器。根据卖家的说法， 该衰减器的衰减应为 20 dB +- 2%，回波损耗应优于 -17 dB。然而，它是一个便宜的中国人，所以谁知道它到底是什么样子的呢？

以上是衰减器的 SOLT 校准 S 参数。匹配似乎非常好，似乎满足-17 dB 规范。在低频测量衰减为 -19.5 dB，刚好超出承诺的 2% 精度。不准确的校准标准可能会导致轻微的偏移。在低频轨迹看起来不错，但在高频有奇怪的纹波，在 S11 和 S22 测量中也可以看到。我认为这是由于该模型未纠正的泄漏造成的。

为了获得更准确的测量结果，需要考虑所有接收器之间的泄漏项的误差模型。16 项误差模型是一个完整的二端口 VNA 误差模型。它包括信号可以传播的所有可能路径。如果泄漏路径的实际值低于测量能力，则在隔离良好的 VNA 上使用此模型会导致数值误差增加，因此弊大于利。

我决定使用一种称为LMR16的校准方法 。由于 16 项误差模型中未知数的增加，需要更多的测量。该方法需要三种不同的校准标准：通过、匹配和反射。Reflect 可以是任何反射标准，假设匹配是完美的，而通过则假设为无损且匹配良好。需要五种不同的测量来获得足够的方程来求解未知误差项：

• 通过（通过标准连接在一起的端口）

• Match-Match（在两个端口上匹配）

• 反射-反射（在两个端口上反射）

• 反射匹配（在端口 1 上反射，在端口 2 上匹配）

• Match-Reflect（在端口 1 上匹配，在端口 2 上反射）

LMR16 是一种自校准程序，可以在给出反射标准时或以其他方式确定直通标准的正确长度。这是一个方便的功能，因为我不知道通过的电气长度，但根据单端口测量，短路和开路模型是合理准确的。

上图是相同的 20 dB 衰减器测量图，但这次使用 LMR16 校准。S21 和 S12 图中的大部分波纹已经消失。使用 12 项 SOLT 进行二次校准进一步略微改善了响应，因为 LMR16 假设匹配标准是完美的，而 SOLT 校准会针对非理想匹配进行校正。

响应看起来应该如此。作为频率的函数，插入损耗非常稳定，并且两个端口匹配良好。在 S11 和 S22 迹线上看到一些波纹，看起来不应该存在。测得的反射与泄漏的水平相似，因此可能会留下一些残余误差。我不确定它为什么存在，但我能想到的一些可能的原因是：不准确的校准标准和组件在测量过程中升温及其参数变化。

解决的直通长度等于 41.1 ps 延迟，对应于约 8.7 毫米长的同轴电缆，假设直通材料为 PTFE。

No.13 测量耦合器

为了测量一些东西，我制作了一个带有 SMA 连接器的耦合器板。耦合器有四个端口，但 VNA 只有两个，所以我在两个未使用的端口上使用了 SMA 端接。

耦合器的插入损耗也是合理的。在 6 GHz 时约为 -1.3 dB。与具有 12 项校准的 S21 迹线相比，测量迹线的质量也不错。它有大约 0.1 dB 的峰峰值纹波。

下一个测量是正向耦合。VNA 连接到最右边的两个端口，而另外两个端口则终止。正如模拟的那样，低频耦合非常低。当 -15 dB 是模拟值时，峰值耦合为 -13 dB。

然而，背面的耦合高于预期。方向性似乎没有模拟的那么好。其中一些是因为直通端口上的端接会导致反射。可以看出，在 S11 上，回波损耗远高于测量通过时的回波损耗，这表明端接没有很好地匹配。更准确的测量需要更好的终止或数学补偿。

然而，在查看未校准值时，高频方向性可能不如模拟的好。幅度纹波在 4 GHz 和 5 GHz 之间最高，根据测量结果，此处的方向性较低。

怎么样，看完这篇文章有什么感受，是不是也想自己动手做一下。根据作者的提示，所有硬件、固件和处理软件都可以在GitHub 上找到。

如果英语好的话，可以阅读一下原文，可能收获更大：

https://hforsten.com/cheap-homemade-30-mhz-6-ghz-vector-network-analyzer.html