用于轴流式电机驱动器的集成式共享冷却模块化电机驱动器

集成模块化电机驱动器(IMMD) 兼具集成驱动器和模块化驱动器的优点。集成驱动是将电机和驱动电力电子设备物理集成到一个单元中[1]。

这种物理集成意味着电力电子设备与电机绕组之间的距离非常近。由于这种接近性，在传统驱动装置中，无需使用昂贵且通常是屏蔽的电缆来连接电力电子设备和电机。这种结构集成包括机器和电力电子设备共用外壳和冷却系统。省去电缆和单独的冷却及电力电子设备外壳的综合效益是: 减少电磁干扰 (EMI) 、减少电缆和绕组之间浪涌阻抗失配造成的绕组电压应力、减少整个驱动器的体积和重量[2]-[3]。从数量上看，省去这些元件可使整个驱动器的体积减少 10-20%[3]-[4]。

在模块化驱动装置中，电力电子变流器被分为多个模块，每个模块提供部分定子风。模块化提高了整个驱动器的容错能力，因为每个模块都可以通过适当的控制对整个转矩做出一定的贡献。此外，系统还能根据模块数量容忍一个或多个模块出现故障 [5]。由多个变流器模块分担整个驱动器的功率，可提高电力电子设备的散热性能，因为变流器模块使用的表面积增大，所需的额定电压设备也更小[6]。

从空间和热管理的角度来看，IMD 给电源转换器模块的设计增加了许多挑战[7]-[8]。

IMMD 拓扑可根据功率转换器的位置分为径向外壳安装(RHM)、轴向外壳安装(AHM)、径向定子铁安装(RSM和轴向定子铁安装(ASM) [4]。

在 RHM 配置中，功率变流器安装在机器径向外围的独立外壳中。文献[9] 为开关磁阻机提出了一种集成 RHM的电机驱动器。功率变流器作为一个单元安装在单独的外壳中，与电机共用同一个水冷回路。

RHM 更适用于堆叠长度大于定子直径的香肠设计类型的电机。尽管集成方式简单，但变流器仍需要独立的外壳，这就大大增加了机器的直径。

在 AHM 配置中，功率转换器轴向安装在一个单独的外壳中。在[10] 中，一个水冷式六相

从空间和热管理的角度来看，IMD 给电源转换器模块的设计增加了许多挑战。

IMMD 拓扑可根据功率转换器的位置分为径向外壳安装(RHM)、轴向外壳安装 (AHM)、径向定子铁安装(RSM和轴向定子铁安装(ASM)。在 RHM 配置中，功率变流器安装在机器径向外围的独立外壳中。文献 [9] 为开关磁阻机提出了一种集成 RHM的电机驱动器。功率变流器作为一个单元安装在单独的外壳中，与电机共用同一个水冷回路。RHM 更适用于堆叠长度大于定子直径的香肠设计类型的电机。尽管集成方式简单，但变流器仍需要独立的外壳，这就大大增加了机器的直径。在 AHM 配置中，功率转换器轴向安装在一个单独的外壳中。在[10] 中，一个水冷式六相逆变器是为轴向集成六相电机而设计的。这种配置适用于薄饼设计类型的电机，具有与 RHM 配置相同的优点和缺点。

RSM 和 ASM配置提供了更紧凑的集成驱动拓扑结构，但由于靠近驱动装置中的主要热源(绕组和磁芯)，给功率转换器的热管理带来了更多挑战。文献[2]提出了一种用于混合动力汽车的 RSM 三相集成驱动装置。功率转换器由安装在水套上的三个半桥模块合成，水套隔在功率转换器和机器定子之间。文献[11]为开关磁阻机器设计了 ASM 五相集成模块驱动器，其中功率调节器模块轴向安装在与机器共用同一外壳的环形散热器上。

使用碳化硅 (SiC) 或氮化 (GaN) 等市场上可买到的 WBG 器件设计IMMD 转换器，可以大大提高功率密度转换器的性能，以应对 IMMD 的挑战[12]。

与硅器件相比，WBG 器件封装尺寸更小、损耗更低、热导率更高、结温更高，因此功率密度更高的转换器适用于IMMD 严格的环境条件[13]。

本文为双转子单定子无磁分段电枢轴向磁通永磁同步电机 (PMSM) 提出并设计了一种完全模块化的集成电机驱动拓扑结构。

YASA 轴向磁通机器凭借其高效率和功率密度，在电动汽车和风能发电系统等许多应用中越来越受欢迎 [14]。本文提出的集成方法为集成驱动器最具挑战性的方面提供了解决方案，即对靠近电机绕组且发热量高的功率转换器进行热管理。所提出的拓扑结构使功率转换器模块靠近机器绕组，并有效地将两者产生的热量分离。

所提拓扑结构的另一个优点是，它可以将机器定子部件、相关的驱动变流器以及两者的共用冷却装置组合在一起，由几个相同的磁极驱动单元合成全集成驱动装置。这样，制造过程就可以大大简化，并实现完全模块化的驱动方法。所提出的拓扑结构从散热角度进行了优化，以最大限度地提高逆变器模块可注入的电流。注入的最大电流不会超过开关和变频器的额定温度绕组绝缘计算。

本文的结构安排如下。第二节展示了拟议集成拓扑的机械设计，第三节解释了基于 WBG 的离散转换器模块的设计，第四节计算了拟议集成方法的最大功率，第五节给出了实验结果，第六节是本文的结论。

图 1.非集成式 YASA 原型机的横截面图

(1) 外壳。(2) 绕组。(3) 铁芯。(4) 轴。(5) 转子盘。(6) PM。

表 1.非一体化机器的主要规格

图 1 显示了最初的非集成式 YASA 机器的结构。它由多个同心绕组型线圈组成，每个线圈都由绕在硅钢片芯上的铜绕组组成。所有线圈环绕排列，浸渍环氧树脂后浇铸成定子的活动部分，定子周围有一个铝制外壳，用于将定子元件产生的热量排出到环境中[15]。

YASA 机器有两个带有表面安装永久磁铁 (PM) 的转子盘。

表 1 列出了非一体化机器的主要规格

图 2.非集成式驱动室层压: (1) 外圆球面。(2) 定子散热片。

图 2 显示了非集成式驱动器外壳层叠的几何形状。它的外围呈圆形，内侧的片与定子绕组接触，能更有效地将热量传递到周围环境中[15]。

为了利用同一外壳同时冷却定子模块和功率转换器模块，应对外 壳进行两项主要改装: 第一项是在外壳上引入个平面，以便机械安装功率转换器模块 (机械原因)并使开关热垫与外壳之间有良好的接触(热原因)。其次是对开关和外壳进行热解耦。定子模块和功率转换器模块，以避免功率模块温度过高。

图 3.拟议的外壳层压。(1) 用于安装半桥模块的平面。(2) 冷却通道

图 3 显示了用于集成动力模块和机器的拟议外壳层压结构。外壳层压的外表面已从圆形改为多边形。这样，变流器模块就可以安装在外壳的外表面。此外，还在定子模块和功率变换器模块之间引入了轴向冷却通道。通过在圆形通道中注入冷却液，定子模块和功率转换器模块将实现热

解耦，两者产生的热量可通过冷却液散发。由于机器的轴向长度将保持不变，因此变流器模块PCB 的轴向尺寸将与机器的轴向长度(Lax ) 相同。另一个尺寸(Ly) 的值取决于内切圆的直径，即机器的外径 (Dout)和定子模块的数量(n)。(Ly ) 的值可由以下公式计算得出:

(1)

在 15 相案例研究中，每个模块产生的平面尺寸为圆周方向 40 毫米，轴向 60 毫米。这意味着功率转换器模块的尺寸限制为(60 * 40)mm2

图 4.拟议的集成驱动装置。(1) 安装结构。(2) 控制器模块 PCB。(3) 冷却通道。(4) 铁芯。(5) 绕组。(6) 轴。(7) 转子盘。(8) 冷却液喷射器。(9) 直流汇流排。(10) 直流汇流排电容器

图 4 显示了拟议的 YASA 机器集成驱动器的构造。定子模块包括转换器印刷电路板、机器定子磁极和共用冷却装置，可作为一个单元制造，并可由它们合成整个定子。

由于每个转换器模块的可用空间有限，因此在选择电力电子开关时应考虑其外形尺寸小、功率损耗低以及适合应用的电气额定值。

之所以选择氮化嫁技术来实现集成转换器模块，是因为氮化技术具有较低的优越性 (FOM = Rds Qg) ，这表明正向传导路径上的损耗较低[16]，而零反向恢复电荷则表明反向传导路径上的开关损耗为零

为了选择氮化 (GaN) 器件来实施转换器，我们对两种商用氮化 (GaN) 器件 GS66508B 和 LMG341xR070在不同模数下的热通量密度进行了评估。热通量指数(M)。热通量密度的定义是开关在一个基本周期内产生的总功率损耗。

功率周期除以设备的外壳(隔热垫) 面积。计算时考虑了热流密度，以考虑导热垫面积对开关传热的影响。

图 5.在统一 PF 条件下，两种氮化器件的热通量密度与调制指数SPWM 的关系

正向传导路径上的损耗可通过以下方法计算得出[17]:

(2)

反向传导路径上的损耗可以通过以下方式计算出来:

(3)

图 6.在统一 PF 条件下，两种氮化器件的热通量与调制指数 SVPWM的关系。

通过观察图 5 和图 6，(GS66508B) 的热通量密度小于其他器件，这使其成为实施集成变流器模块的最佳选择。此外，SPWM 产生的功率损耗也较低。

图 7.(GS66508B) 装。(1) 漏极。(2) 源极。(3) 栅极。(4) 源头意识。

因此，SPWM 是控制转换，器的更好选择。

从这些数据中可以看出，功率损耗随调制指数的增加而减少。这可以解释为由于反向路径上的电压降比正向路径上的高，因此反向传导路径上的损耗比E向路径上的大。随着调制指数的增加，正向传导的持续时间会超过反向传导的持续时间，这意味着反向损耗会降低，因此总损耗会随着调制指数的增加而减少

拟议的集成驱动拓扑结构所能达到的最大功率密度取决于转换器模块在不超过开关最高结温的情况下所能注入的最大电流。这种热阻由两部分组成：一部分是从结点到外壳，另一部分是从外壳到冷却液。图 7 显示了从底部观察 (GS66508B) 封装的情况。除了源引脚（引脚 2）的电气功能外，它还接收开关芯片中产生的大部分热量。因此，应尽量减小从引脚 2（见图 7）到冷却剂之间的热阻。

为了提高整个转换器的电磁和热性能，PCB 板被设计成四层板[18]。

图 8 是实施半桥模块的照片

图 8. 已实现的半桥模块。

图 9.带有导热孔图案的铜绘图区。(1)Zone1，开关导热垫下面的导热孔。(2) Zone2，导热垫外的导热孔图案。(3) 铜区域。(4) 通孔电镀铜。(5) 通孔填充焊料。(6) 空气。

铜层起到散热作用，而导热孔则降低了从顶层到底层热路径的热阻。图 9 显示了开关导热垫（见图 7）下方的铜板区域，周围分布着导热孔。

为了评估图 9 中通孔图案所带来的热阻降低量，我们建立了两个热有限元模型。一个不包含热导孔，另一个包含热导孔。图 9 和表 Il 分别列出了铜层面积和热导通孔筒的尺寸，表 Ill 则列出了不同部件的材料特性。

图 10.无通孔情况下开关下方的温度分布。

边界条件是在 1 区顶部施加 1 W 的热损失（Psw ）（见图 9），而整个底部表面温度为等温（Tbottom = 20◦ C），其他表面为绝热。

图 10 显示了不含散热孔的模型的温度分布。以下公式可用于计算开关外壳到底层的热阻:

（4）

其中，Tcase 是开关的外壳温度。从图 10 可以看出，开关情况下的最高温度86.9°C，因此热阻为 66.9 C/W。图 11 显示了热导孔对最大在相同边界条件下的开关情况温度。可以看出，最高温度降低到了 22.2°C，这意味着热阻为2.2°C/W，这相当于热阻比原来降低了约98.7%。将开关外壳与印刷电路板底部连接。

热阻的大幅降低将显著提高电机在达到开关结温极限之前的电流上限。

拟议驱动装置可实现的最大输出功率受到开关最高结温和绕组绝缘最高温度的限制。计算拟议驱动装置功率密度的方法如下

1) 计算结温为 115°C 时的开关功率损耗，在绕组和磁芯损耗为零的情况下，余量为 35 C。

图 11.有通孔时开关下方的温度分布。

2) 根据功率晶体管的功率损耗与温度关系模型，计算上一步计算出的损耗在 115 °C 时的线路电流。

3) 按步骤 2 计算的电流计算机器损耗（绕组和铁芯）。

4) 根据机器功率损耗重新计算开关结温和绕组温度。

5) 如果开关结温和绕组温度在限值范围内，则将步骤 2 中计算出的电流视为最大安全运行电流；如果不在限值范围内，则将电流降至能使温度保持在限值范围内的水平。

6) 根据 V * I *PF 计算每个模块的最大功率，其中 V 为相电压均方根，I 为电流均方根，PF 为功率因数。将计算结果乘以模块数量，即可得出总驱动功率。

要应用上述方法，需要一个集成驱动模块的热模型，以及机器组件的功率损耗模型和功率开关的功率损耗与温度模型。

为一个驱动模块建立了计算流体动力学(CFD) 模型，以计算开关结温为 115°C 时的开关损耗。图 12 显示了一个模块的模拟几何形状。其中机器的绕组、铁芯和外壳具有同质结构。它们分别由以下主要部分组成：

图 12.三维模块几何图形。(1) PCB。(2) 散热接口 (TIM)。(3) 冷却通道。(4) 外壳。(5) 环氧树脂。(6) 内核层压。(7) 绕组。

表 IV 列出了一个驱动模块不同部件的热特性。

图 13.在开关损耗为 8.25 W、绕组和铁芯损耗为零的条件下，一个驱动模块的温度分布，开关温度分布放大。

图 14.不同峰值线路电流下每个开关的功率损耗与结温的关系。

所有表面均采用绝热边界条件，冷却液为水，入口温度为 22.5 °C，流速为 1 L/min。

图 13 显示了在每个开关损耗 8.25 W、绕组和磁芯损耗为零的情况下产生的模块温度分布。

在每个开关损耗 8.25 W 的情况下，外壳的最高温度为 111.6℃，开关从结点到外壳的热阻为 0.5℃/W，这意味着结点温度为 115.7℃。

图 14 显示了不同线路电流下开关损耗与结温的关系。从图中可以看出，最大线路电流为 14 A。

图 14 所示的运行条件为 SPWM、400 V 直流侧电压、2500 r/min 速度功率因数为 0.85、开关频率为 50 kHz、单调制指数。

绕组和铁芯损耗是在峰值线电流为 14 A、线圈电阻为 128 m9、绕组温度为 100 C 的条件下计算得出的。计算铁芯中的磁通密度分布时，使用了[22]中开发的轴向磁通 PMSM 电磁模型，然后使用[20]中开发的损耗分离法计算铁芯损耗。 

图 15.一个驱动模块在开关损耗为 8.25 W 时的温度分布，考虑了机器损耗并放大了开关温度分布。

图 15 显示，最大开关情况下的损耗为 114.8 °C，这导致最高结温为 118.6 °C，仍比结点额定温度低 31.4 °C。这意味着使用建议的集成技术，15 个模块的原型机可提供 17 212 W 的总功率。

非集成式驱动器最初设计的额定转速为 2500 r/min，额定功率为 4 kW [23]。

图 15 显示，最大绕组和铁芯温度分别为 41.5°C 和 38.5C。这表明，在达到绕组绝缘的热极限之前，可以在绕组中注入更高的电流，这可以通过 GaN 晶体管的并联来实现，从而使结温也保持在极限范围内。

为验证拟议的集成拓扑结构的冷却效率，建立了一个三齿装置。

图 16 显示了实验装置的图片

开关的温度用热像仪测量，绕组的温度用 PT100 RTD传感器记录。

实验工作使用直流电流在开关和绕组中产生明确的热量来验证 CFD 结果，并使用脉宽调制(PWM) 波形来评估真实波形下直流热测量的有效性。直流测量方法如下: 将逆变器开关和三个线圈的绕组串联在一起并从以下电源供电，从而对其进行加热。

图 16.实验装置。(1) 三个齿。(2) 直流链路板。(3) 负载。

图 17.在 1 升/分钟、进水温度为 22.5◦ C 时，有盘管损耗和无盘管损耗

时，开关结温与损耗的关系。

一个直流电源和串联线圈，并由一个单独的直流电源供电。

图 17 显示了在1升/分钟和 22.5°C 进水温度条件下，在每个线圈损耗为 0W 和 25 W的情况下，开关温度与功率损耗的关系。从图中可以看出，在开关损耗为 7.6 w 和每个线圈损耗为 25 W 的情况下，结点温度达到 114.5°C这证明了在这种条件下运行的可能性。开关损耗可安全达到该水平。请注意，图 17 的推断结果是，在每个开关损耗 8.25W 的情况下，结温为 116.55C，而图 13 中 CFD 模拟估计的结温为 115.7°C，两者吻合得很好。

模拟结果与测量结果之间的差异。

图 18 和 19 分别显示了在 1 升/分钟和 22.5°C 的进水温度条件下，无绕组损耗和每个线圈损耗 25 W 的功率转换器模块上的温度分布。在这两种情况下，每个开关的损耗均为7.6 w。

从图 18 和图 19 中可以看出，转换器 PCB 上的低功率元件保持在低温状态，从而确保了转换器模块的高可靠性。

图 20 显示了在线圈损耗 25 w、开关损耗 7.6 w、1L/min 和进水温度为 22.5°C 时的绕组温度

图 18.转换器模块在每个开关损耗 7.6 W、绕组损耗为零且速度为 1L/min 时的温度分布。

图 19.转换器模块温度分布，每个开关损耗 7.6 瓦，每个线圈损耗 25瓦，1 L/min。

图 20.绕组温度与时间的关系，每个线圈的损耗为 25 W。每个开关损耗 7.6 瓦，1 L/min。

从图 20 可以看出，在线圈损耗为 25 W 时，稳态绕组温度为 52.8°C，这也证明了绕组冷却的效率。

为了评估图 17-19 中报告的直流电流热测量的有效性，三个逆变器模块作为三相逆变器运行，提供 R = 8Ω、L=3 mH 的电流。频率为 10 kHz 的 PWM 脉冲由MicroLabBoxdSPACE生成。使用的 PWM 技术是 SPWM。三个定子线圈的绕组不直接由逆变器供电，因为线圈阻抗较小，导致额定开关温度仅为几伏直流链路电压，而是通过在绕组中注入直流电流，使每个线圈产生 25 W 的损耗。

图 21.三模块逆变器的 PWM 波形。(a) 峰值为 9.5 A 的三相电流。(b)峰值为 175 V 的线电压。

图 22.三模块逆变器的直流源电流/功率波形。(a) 输入电流。(b) 输入功率。

图 21（a）显示了使用板载传感器 ACHS-7123 测量的三相电流，并使用截止频率为 1.7 kHz 的抗混叠滤波器进行了滤波。波形用 1 GHz 的泰克示波器显示。相电流 Iph 的峰值为 9.55 A（负载电阻部分的额定电流为 7.5 A），直流链路电压为 175 V。

逆变器输入功率的测量方法是将图 22（a）所示的直流源电流乘以直流源电压，得出的波形如图 22（b）所示，平均值为 1115 W。在这些工作条件下测得的开关温度为 63.2 C，从图 17（考虑了绕组损耗的曲线）可以看出，开关损耗为 3.3 W，这表明在实际 PWM 工作波形下用直流电流测得的热性能是有效的。

本文提出了一种高度模块化、集成化和紧凑型的电机驱动器，并将其应用于 YASA 轴向磁通 PMSMT。所提出的集成拓扑结构是完全模块化的，即整个驱动器可由定子线圈、驱动功率变流器模块以及机器和变流器模块的冷却系统等独立模块合成。

该拓扑结构为逆变器开关和绕组的共享冷却提供了可行的解决方案，通过同一冷却回路对开关和绕组的热量进行有效去耦和散热。对散热设计进行了优化，以获得尽可能大的开关电流，同时不超过结点和绕组绝缘的额定温度。对一个驱动模块进行了 CFD 分析，以计算每个模块的最大功率。与传统的驱动模块相比，该模块体积更小，功率更大。实验结果是在直流和实际 PWM 波形下收集的。实际 PWM 波形热测量结果证实了直流测量结果，两种测量结果都证实了 CFD 仿真结果。